30GT1（V2.0）变压器的反激开关电源电路设计

 (VER:V1.0)

拟制：  明               时间：  2010-11-1       

批准：  宏               时间：   2011-5-5       

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1 功能介绍

CHE200-30GT1电气原理图如图1所示：一共13绕组其中NP为初级绕组，NS为次级绕组，初级绕组129圈，使用三明治分层绕法，漏感60-70uH。设计输入电压250v-800vdc。

图1 CHE200-30GT1 V2.0 原理图

本单元电路针对CHE200-30GT1变压器设计，可以满足我公司多类型变频器电源需求。使用5v主反馈控制,可用输出工11组。

表1 CHE200-30GT1 V2.0 反激变压器参数表：

2详细原理图

此电源电路结构为基本单端多路输出反激电源，根据电路结构及重要性，分四部分讲解功能。

开关电源输入电路：

开关电源输入可以由直流母线也可由220vac提供，电路原理见如图2。

图2 开关电源输入电路

直流母线取电是通过D36和D49以及滤波电容C1给开关电源供电，加入二极管D36,D49这两个二极管的目的是阻止外接220V电源整流后的电压进入母线。电路中电容C1对传导辐射有好处，C1一般使用高压薄膜电容，需要靠近变压器和开关管摆放。

220VAC取电电路是经过整流桥D29将AC变DC ,串入D38,D34,D40,D48提高抗浪涌能力，实际测试中经过试验最终选着了两只BYV56EGP串联。对于电解电容C103选择，电容电压一般取450v，容量可以按照2-3uF/W设计。

启动及辅助供电：

图3为启动及辅助供电电路，其功能是实现电源芯片自启动供电和正常工作供电。为了安全我公司电源带有短路保护电路（Q15,C101,R71,R7,R73），延长短路时打嗝保护时间，提高短路保护效果。

图3 开关电源启动及辅助供电电路

启动供电：

启动供电由R3、R1、R2、R4四个启动电阻组成，在电源完成启动前由启动电阻给电源控制芯片供电。

启动电阻选取原则：

1、在母线输入最小工作电压下，流过启动电阻的电流要大于电源控制芯片UC3844启动电流（uc3844一般取0.5mA，ucc38c44一般取0.15mA）。

2、串联启动电阻耐压之和要大于母线最大输入电压，一般贴片1210封装耐压200V，所以需要多个串联来满足耐压要求。

3、最大输入电压下，串联启动电阻的温升不得超过测试规范（40摄氏度）。启动电阻体积比较小，摆放位置首先要满足远离发热元件，其次再考虑走线问题，（启动电阻走线不必考虑电磁干扰问题）。

辅助供电电路：

当电源启动以后，控制芯片UC3844供电改由辅助供电电路提供。该电路在变压器辅助绕组取电，经过D1整流和由R7、C2、C3组成的RC滤波器滤波后供芯片使用。其中R7取值对于电路调试很关键，会影响电源启动和芯片工作电压，

R7、C2选取原则：RC滤波器时间常数大于开关周期10倍，小于C2维持时间的一半。另外C2选取一般还要满足最低母线电压启动时充电时间小于3S。

短路保护电路：

 工作原理：芯片正常工作时，5VREF节点电压为5V,则Q15栅源电压Vgs=4.3V。此时Q15导通，则D33阳极被拉低接近0V,此时D33反偏，没有电流流过D33。当出现短路时，辅助供电电路电压降低，无法给芯片UC3844供电。此时芯片UC3844消耗电容C2存储的能量，当C2电压低于芯片UC3844的下限电压Uoff后，芯片停止工作，电源被保护。UC3844停止工作后，5VREF点电压为0V，电容C101经过R73放电。当C101电压低于Q15开启电压Vth后Q15关闭，然后D33转向正向导通，通过启动电阻对电容C101充电，当充电电压达到UC3844的Vth电压后，电源再次启动。

短路持续时间：从短路开始到电容C2电压降低到UC3844下限电压所用的时间，时长取决与正常工作时工作电压和C2容量以及UC3844芯片功耗。

打嗝保护时间由两部分组成:电容C101经过R73放电到电压低于Q15开启电压Vth的时间T1，和启动电阻对电容C2充电到UC3844芯片Vth电压的时间T2。

分析可得，电容C2取值不易过大，满足启动要求即可，否则短路持续时间会比较长。

如果整个变压器利用率很低，整个电源输出功率很小时，有可能出现短路不保护，这需要增加电阻R7的阻值，同时增大R20 R21。

控制开关主回路：

图4 开关电源控制电路及开关管

芯片工作原理：

UC3844是一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片，由该集成电路构成的开关稳压电源与一般的电压控制型脉宽调制开关稳压电源相比具有外围电路简单、电压调整率好、频响特性好、稳定幅度大、具有过流、过压保护和欠压锁定等优点。该芯片的主要功能有：内部采用精度为±2．0％的基准电压为5.00V，具有很高的温度稳定性和较低的噪声等级；振荡器的最高振荡频率可达500kHz。内部振荡器的频率同脚8与脚4间电阻Rt、脚4的接地电容Ct决定。其内部带锁定的PWM(Pulse Width Modulation)，可以实现逐个脉冲的电流；具有图腾柱输出，能提供达1A的电流直接驱动MOSFET功率管。

芯片结构框图：

图5 UC3844芯片结构框图

芯片频率选择：

图6 UC3844频率查询表

芯片辅助元件选择：

UC3844的脚8与脚4间电阻R6及脚4的接地电容C42决定了芯片内部的振荡频率，大多数电源设计人员认为芯片振荡只要频率对了就可以，其实不然。设计芯片振荡RC的值还跟最大占空比有关。我们公司选取40K为开关频率，对应40K有很多种R和C可以满足要求，但是不同RC对应的最大占空比不同。我们公司选取R=20K、C=1nF，保证了频率是40K同时最大占空比设计在45%以上。

细节：由于UC3844内部有个分频器，所以驱动MOSFET功率开关管的方波频率为芯片内部振荡频率的一半。

其中R5、R8选择对于启动过冲，最大输出功率（最大占空比），以及过功率保护有重要影响。分析框图可知，VFB引脚接地，则COMP引脚会输出1mA电流（有的公司芯片会在2-3mA）。TL431最小工作电流1mA，则流过光耦的最小电流由R8决定。也就是说光耦最小电流可以从0-1mA变化，按照光耦传输比300%计算，则光耦输出端可以吸纳3mA电流，即流过R5的电流可以设计为最小2mA，这样就了COMP电压最高值，也就了电流采样电阻最大电流。设计时需要跟采样电阻配合设计。我们公司有一些标准参数可以满足反激电源要求；R8=2K, R5=1K。

反馈工作原理：

当输出电压升高时，经两电阻R12、R10分压后接到TL431的参考输入端(误差放大器的反向输入端)的电压升高，与TL431内部的基准参考电压2.5 V作比较，使得TL431阴阳极间电压Vka降低，进而光耦二极管的电流If变大，于是光耦集射极动态电阻变小，集射极间电压变低，也即UC3844的脚1的电平变低，经过内部电流检测比较器与电流采样电压进行比较后输出变高，PWM锁存器复位，或非门输出变低，于是关断开关管，使得脉冲变窄，缩短MOSFET功率管的导通时间，于是传输到次级线圈和自馈线圈的能量减小，使输出电压Vo降低。反之亦然，总的效果是令输出电压保持恒定，不受电网电压或负载变化的影响，达到了实现输出闭环控制的目的。

注意：设计中，输出电压通过两电阻分压并经TL431的内部误差放大器后，经过光耦接UC3844的误差放大器的脚1，而反向输入端脚2直接接地，输出电压反馈直接联接到脚1，而不是脚2，略过了UC3844的内部误差放大器，这使得电源的动态响应更快，因为放大器用作信号传输时有一定的传输时间，输出与输入并不是同时建立，不用UC3844内部误差放大器，把反馈信号的传输时间缩短了一个放大器的延迟时间，从而电源的动态响应更快。对于原边反馈的开关电源，电源反馈放大使用芯片3844内部的运放而不需要使用TL431。

反馈环路参数设计一般保证电源不振荡、动态响应快即可，设计方法是进行环路分析，保证系统增益过0dB点的下降斜率为-20dB。鉴于很多寄生参数影响，准确环路分析比较复杂，所以环路设计一般使用经验值，经验值可以满足多数电源要求，在经验不满足过冲或动态要求时才微调。

R68、C41对启动过冲影响：加入R68与C41可以在反馈环路中引入一个零点，该零点可以引入相位超前量，使得系统对过冲反映更快，进而减小过冲。

表2 反馈环路经验值：

图4中 Z1起到过压保护作用，当输出电压变高时，辅助供电绕组电压也升高，导致电容C2电压升高，当电压超过18V时稳压二极管Z1导通，输出功率开始受限，当电压超过19V时芯片3脚电压超过1V，芯片输出PWM停止，输出电压被。

驱动电阻及保护稳压二极管：

图4中，R85 R16决定了开关管的开关速度，而开关管的开关速度会影响开关损耗和传导辐射。具体用多大驱动电阻可以通过测开关管波形来选择。反激电源驱动电阻选择需要同时满足开关损耗和电压尖峰要求，对于我们公司反击电源一般工作在DCM模式，关断损耗远大于开通损耗，所以一般开通电阻R85比关断电阻R16大。在保证没有明显关断过冲的情况下，关断电阻越小越好。稳压二极管Z6起保护MOS管Q2的作用，一般选择18V，（连接方法注意，稳压二极管阳极直接接mos管S极，而不是接地）。

电流采样电阻及采样电流滤波电路：

图4中R20、R21为电流采样电阻，其阻值需要满足低压满载电流峰值时电阻上最大电压在0.5v-0.8v之间。这个电压太低影响限功率保护效果，电压太高会影响电源动态。采样电流滤波电路有R121\\C8组成，其RC时间常数要小于开关周期的1/40，根据开关尖峰情况，一般时间常数取200ns-500ns（大于芯片内部前沿消隐电路延时）可以满足大部分开关电源要求。采样电阻最好使用贴片或无感电阻，小功率也可以使用金属膜电阻。

开关MOS管：

图4中Q2为电源开关MOS管，Mos管作为开关其需要满足耐压和温升两个问题，初步选型是根据经验MOS管耐压值可以取1.5*Uinmax，小功率电源开关MOS电流可以取到2*Ipk。（Ipk为初级电流峰值）。我们公司变压器一般工作在DCM下，变压器初级电流计算可以按照伏伏秒积求Ipk=Uinmin*Tonmax/Lm，Uinmin为输入最小母线电压，Tonmax为MOS最大开通时间，Lm为初级电感量， 

开关MOS电压应力有三部分组成：电源输入电压，反射电压，电压尖峰。反射电压：

Vrd=（Vo+Vf）*Np/Ns,其中Vo为主反馈输出电压，Vf为主反馈二极管导通压降，Np为变压器初级匝数，Ns为主反馈绕组匝数。尖峰电压取决与驱动电阻，工作电压，和输出功率以及RCD吸收回路，所以减小mos管电压应力的方法是加大RCD吸收，加大驱动电阻，但是而之变化都会影响效率，调试时需要折中选择。

RCD吸收回路原理及设计：

本开关电源设计中，RCD吸收回路由R161、R14、C7、D5、D6组成。（详见图7）

由于初级关键器件的的几个寄生参数（一次级间漏感、MOS的输出电容、二次侧二极管的结电容等），当MOS关断时，初级电流中耦合的部分转移到次级输出，但是漏感中的电流没有路径可回流，所以漏感能量会在MOS管D极形成高压击穿MOS 。

图 7 变压器初级RCD吸收电路

吸收回路设计：

RCD吸收回路作用就是给变压器初级漏感一条路径回流，并吸收漏感的电流。RCD吸收中，R是根据变压器漏感Lr储能来设计的，变压器漏感越大；R需要消耗的能量（）越多；R的值就越低。线绕变压器漏抗储能在1~5%，估算出变压器漏磁储能功率；再算出变压器反激电压，就可以用欧姆定律求出阻值了。C的选择比较宽范，只要RC积大于五倍周期就可以了，一般RC积不超过1mS。所以；不会断电后放不完电。

输出整流及滤波：

图8 输出滤波电路

反激电源输出滤波由二极管和滤波电容以及假负载组成，电路如图8所示。高电压大电流输出整流二极管需要加入RC吸收二极管电压尖峰（图中R67 C100）。

整流二极管原理与设计

图8中D30、D31、D12、D47都是整流二极管。开关电源输出整流二极管需要满足温升和耐压值要求，解决温升一般原则是尽可能使用肖特基二极管，或者选用电流更大的二极管，另外整流二极管本身就是一热源要注意散热，不能放在发热元件附近。二极管耐压值选择一般要大于两倍的反激电压，如果加入RC吸收电路来吸收二极管尖峰，可以选择耐压值大于1.3倍反激电压的二极管。

滤波电容原理与设计

图8中C114、C57、C127、C99、C72 为反激电源输出滤波电容，这些电容都是电解电容，电解电容ESR比较大，所以主要考虑电容ESR对输出电压纹波的影响。另外电解容量一般比较容易做大，所以一般不需要考虑容量对纹波的影响。

电解电容属于易老化器件，所以要考虑长期可靠工作需要满足工作电压低于80%额定电压。另外还要考虑电解电容温升，计算温升比较复杂，一般可靠的选取原则是电容电流Irms不要超过电容规格书给定的的最大Irms。

假负载原理与设计

图8中R59、R60、R78、R80、R200为假负载，其大小是由辅助绕组的供电决定，如果假负载太轻，那么电源输出空载时辅助绕组得不到足够供芯片UC3844工作的能量，电源会打嗝。

另外适当加大假负载会提高电源动态和交叉调节能力。在调试电源中如果出现打嗝现象，可以加大假负载再调试。

二极管吸收RC原理与设计

图8中 C100、R67为整流二极管吸收RC，这个电路并非输出滤波必须，由于我们公司整流管耐压一般是600v，所以大部分输出可以不加。在电流较大电压应力较高的整流二极管两端加RC可吸收二极管尖峰电压改善二极管电压应力和电源EMI。其吸收原理是通过电容电压不能突变特性来抑制电压尖峰，利用串联R来抑制电容与寄生元件振荡。

一般来说吸收RC的时间参数远小于开关周期，可以认为在一个吸收周期内，RC充放电能到稳态，所以每个开关周期，其吸收损耗的能量为：次级漏感尖峰能量+RC稳态充放电能量。取值一般靠试验来确定。

驱动电源输出整流滤波

为了提供驱动电路负电压，使用如下图9所示电路：其原理是使用稳压二极管将C62两端电压稳定在17v，而输出绕组电压为27V，所以C16上会有10V电压，相对于VE_UH节点，VEE_UH电压为-10V。可用于快速可靠地关断IGBT。

图9 驱动电源输出滤波电路

 反激变压器：

反激变压器是反激开关电源的核心器件，其性能好坏直接影响开关电源的性能。在断续模式中，在每个周期开关管导通期间存储的能量（,Lm为初级电感）在开关管截止期间传输到输出侧。输出功率，Fsw为电源开关频率。 

理论上，不管Ui和Uo如何，可以取任意变比。但是变压器变比选取得好，可避免高的峰值电流和电压。一般D近似为0.5时的变比n（临界工作模式）为最佳。由于电路原因或器件定额可能要求占空度不是0.5，可通过匝比调整初级与次级峰值电压和峰值电流。例如，减少n就减少了占空度，减少峰值开关电压和峰值整流电流，但是增加了峰值开关电流和峰值整流电压。所以CHE200-30GT1设计时小功率工作在DCM模式，到大功率工作在CCM模式,这样可以更好的利用占空比，减小初级电流峰值。

3 器件功能

1、启动电阻：为电源芯片启动提供能量

2、芯片UC3844:开关电源的控制核心，控制电源稳定工作

3、Mos：开关管，功率电路中斩波器件。

4、整流二极管：整流变压器次级波形，得到需要的正电压部分。

5、开关变压器：反激变压器的核心部分，起到能量转换的作用；

6、输出滤波电容：减小输出电压纹波，在初级Ton期间为负载提供能量。

7、输入滤波电容：减小EMI，稳定输入电压。

4 参数计算(关键项)

定义一下几个参数：

Vdc：输入直流电压

Vo(1)：主反馈输出电压

Rds on：MOS管通态电阻 

Fsw：开关频率 

Ids：MOS管电流有效值  

Ipk：原边电流峰值

Po：总输出功率 

Ib：MOS管导通时原边电流最小值

δ：电源效率                      

Vds：MOS管两端电压

Lm：原边电感量 

Np：原边匝数    

D：占空比 

Vf(1)：主反馈整流二极管正向压降

Ns(1)：主反馈副边匝数。

 降压限流电阻R1～R4： 

这些电阻需要满足几个条件：

1，耐压要满足：一般来说贴片电阻耐压200v，所以800v母线至少要800/200=4只串联。

2，电流满足要求：最低电压启动电流需要大于UC3844电流才可以（最差情况启动电流0.5mA），即R<300V/0.5mA。所以电阻选取R=600K，设计中选用四只150K电阻串联。注：启动电流0.5mA情况很少，所以我们的电源一般0.3mA启动  也就是180VDC.

3，散热满足要求：计算最高电压下发热量Pr=800*800/600k/4=0.27W,选取4只2512封装电阻即可。

 UC3844芯片输出频率设计：

我们公司需要的的反激电源一般功率不大，所以考虑到传导辐射的影响，将把开关频率设计在40K-45K。由于传导测试频率150K-30MHz，所以使用40K-45K开关时，开关频率的基波，二次谐波，三次谐波都低于传导测试频率，可以大大改善开关电源的传导辐射。我们公司选取振荡电阻R6=20K、振荡电容C42=1nF，芯片输出频率40KHZ。

开关Mos管Q2选择及计算：

Mos耐压选择：

输入电压最高VDCmax=800V,VDCmin=250v，则反射电压VOR=（VO+Vdi）*NP1/NS=(5V+0.6V)*129/4=180v，尖峰预估100v，预留100v，所以Vmos>=800V+180V+100V+100V=1180V,在按照公司标准降额 VDmos>Vmos/0.9=1311,所以选取1500V MOS

RCD吸收计算：

RCD中二极管选择：一般使用快恢复二极管，耐压值大于1.2*（Uinmax+Vrcd），电流1A即可满足反激电源需求（因为反激电源功率一般在100w以下，所以初级电流比较小）。

RCD电容电阻选择RC,R*C>10Tsw~20Tsw，电容电压波动小于10%，电容值电阻值选择保证Vrcd电压要高于Vrd，又要使尖峰电压不能超过Vdmos*0.9，如果Vrcd电压太高，就减小R,如果Vrcd太小，会影响效率，具体值还需要在电源做出来以后实际搭配

表3 基于CHE200-30GT1变压器的反激电源使用下列参数：

Mos管电流选择：

 考虑到发热问题，一般mos管电流预留一倍余量，由于初级线圈 Iprms=0.35A ,Ip=0.93A所以电路需要大于0.7A，考虑发热问题，我们选取电流大一些的mos管。

综合可得 取1500V/2A Nmos管，可选型号有2SK2225 、3N150。

Mos发热量：

由于高压1500Vmos管可选型号不多，所以发热问题不会影响选型，如果温升不过可以通过加大散热器，减小驱动电阻来解决。MOS管损耗构成，通态损耗、开关损耗、驱动损耗，其计算可以使用以下三个公式，但是其精度一般不高，设计散热器需预留余量。

以3N150为例计算发热量：，按照Vds=800v最高电压计算开关损耗，最低输入电压计算导通损耗，

Rds on=9ohm Qgs=4.6nC  Qgd=11nC  Coss=60Pf(低压下Coss=105PF,高压只有60PF,计算按60PF) Vgs=13v  Vgsth=4v  Rg=33ohm(RgD计算需要知道芯片最大吸纳电流，如UC3844 吸纳1A,Igsmax=Vgs/Rgs=0.42A<1A,所以可以忽略芯片内阻，如果Rg再缩小就需要考虑芯片内阻)

=9*0.35*0.35=1.1W (最低压输入)

=0.5*（4E+4）*（6E-11）*（6.4E+5）W=0.76W（最高压输入）

=800*（0.5）*40K*11n*33/(13-4)=0.5W（最高压输入）

一般计算各部分损耗的条件是不同的，也就是说这些过程不会同时发生，所以说计算的发热量一般比实际发热量大。

驱动损耗：

MOS驱动损耗很小，且热量损耗在驱动电阻和芯片UC3844上，对MOS管热量的影响可以忽略不计：

整流二极管选择及热量计算：

整流二极管选择：

耐压值值要大（Vo+Uinmax*Ns/Np）/0.8,电流值要大于次级电流有效值，但是为了减小节压降，一般取两倍额定电流。

二极管损耗

有开关损耗和导通损耗，所以尽量选择导通压降小，开关速度快的二极管。（EMI/EMC例外）

整流二极管损耗构成整流二极管损耗包括通态损耗和反向恢复损耗。对于低电压输出的反激电源，反向恢复损耗较小，可以忽略。 通态损耗计算公式

 IF(AV)：二极管正向电流的平均值，等于电源输出电流平均值Io(AV)， VF：二极管正向压降

根据以上说明并结合公司物料规格，整流二极管最终参数表格：

表 4  整流二极管最终参数表格：

给24V风扇供电，电流较大，不加RC会产生很高的尖峰电压。整流二极管两端加R67和C100吸收二极管尖峰电压，改善二极管电压应力和电源EMI，

取值办法：先确定电容，从小电容开始之间加大容值直到二极管峰值电压满足要求；然后再逐渐加大电阻，直到二极管两端波形到达临界阻尼。在不同输入电压下，再验证参数是否合理，最终选取合适的参数。

CHE200-30GT1变压器24V电压较高，功率比较大，经过试验C取1n-2.2nF/2KV高压瓷片电容，电阻取值可以在20ohm-200ohm选择。

滤波电容选择：

反击电源输出纹波比较大，所以对输出滤波电解电容要求较高。选择是需要预留余量。

电解电容ESR选择：

电解电容ESR对电解电容的纹波和损耗影响最大，设计方法一般式根据系统要求纹波选取电解电容，如果单个电解电容ESR不好选择，可以使用多个电解电容并联。使用峰值电流估算电解电容电压纹波峰峰值：，其中Isk为变压器次级电流峰值。

电容电流与温升：

在ESR满足要求的情况下，还要考虑电容寿命，而寿命直接与电容工作温度有关，由于温升计算比较复杂，一般可靠的选取原则是电容电流Irms不要超过电容规格书给定的的最大Irms。

电容容值选择：

一般满足了ESR要求的电解电容，容量值已经远大于需要的容量了，可以不必特别计算，但是有些场合为了增加维持时间，提高多路输出电压稳定度，会选择远大于需要的电解电容。如驱动供电电解电容，由于驱动输出电流为脉冲电流，为了增加电压稳定度，有的机器使用470uf/35v电解电容。

电解电容耐压选择：

电解电容工作电压最好在额定电压值得80%以下。

除以上条件以外，还要考虑实际电容类型和封装，综合多个条件CHE200-30GT1变压器反激电源输出最终确定电解电容如下：

表5 滤波电容参数表

采样电阻由R20和R21并联构成，其并联阻值需满足0.8v>(4*Pin/Uinmin)*R。

加入R121 C8 组成RC滤波器，去除MOS管开通电流尖峰，R*C小于0.02Tsw。

5 器件可靠性分析(可选)

设计电源时需要满足公司器件降额要求。

6 电路测试数据(可选)

7 器件清单

8 关键器件资料(可选)下载本文