祝　敏

(湖南永州职业技术学院电子系,湖南永州425100)

摘　要:电容式传感器微电容检测电路的选用与设计一直是研究的难点问题之一。文章介绍了基于电荷转移原理和基于振荡电路的两种测量方法。分析了两种测量电路的组成及工作原理。电路消除了寄生电容和电子开关的电荷注入效应等因素对测量结果的影响,系统采用直流恒压源作激励信号,不需要滤波,可以提高采样速度,采用差动输出,进一步提高了电路抗干扰能力,这对研究电容式传感器的电容量及其电容的变化量的测量有一定的现实意义。

关键词:电容式传感器;电容测量;电荷转移;电容-频率转换

中图分类号:TP21　　　　文献标识码:A 　　　　文章编号:1008-8725(2010)03-0056-04

Analysis and R esearch of E lectric C apacity Sensor Micro E lectric

C apacity Metering Circuit

ZHU Min

(Department of E lectronics Y ongzhou V ocational T echnical C ollge ,Y ongzhou 425100,China )

Abstract :The select and design of electric capacity sens or micro electric capacity metering circuit has been one

of the difficult questions in research.The paper introduces tw o kinds of measuring techniques based on charge trans fer principle and oscillating circuit ,and analysises the com position and w ork principle of the tw o kinds of metering circuits.The circuit eliminates the influence of parasitic capacity and electronic switching electric charge pours effect and other facts to measurement results.The system uses direct -current constant pressure s ource or constant current as drive signal without filter ,and can raise the sam pling speed.It further enhances circuit antijamming ability by using differential m otion output.All of these have certain practical significance to research electric capacity of electric capacity sens or and the survey of electric capacity change quantity.

K ey w ords :electric capacity sens or ;electric capacity metering ;charge trans fer ;electric capacity -frequen 2cy trans formation

0　引言

电容式传感器是将被测的非电量的变化转换为电容量变化的传感器。由于它具有灵敏度高、功耗低、温度漂移小等优点,被广泛应用于压力、温度、加速度、湿度等测量中。但对电容传感器敏感电容值

　　通过表1和表2的对比可知,环形振荡器结构的工艺偏差不大;基于门电路的振荡器工艺偏差大,但功耗较小;基于比较器的方波发生器,由于比较器的滞回特性使得此时钟发生器抗干扰能力较强,这种结构工艺偏差小,但功耗大。通过对有源器件的多少以及电路中所采用R 和C 的大小来估算不同结构消耗的芯片面积。最终得到基于门电路的RC 振荡器所消耗的芯片面积最小,而基于比较器的方波发生器消耗的芯片面积最大。时钟抖动是时钟产生电路的一个重要指标,通过性能仿真可知,环形振荡器的时钟周期-周期抖动为124ps ;基于门电路的振荡器为146ps ;基于比较器的方波发生器为201ps 。由于环形振荡器具有结构简单、器件少、无电阻、容易起振等诸多优点,最终折中选取环形振荡器作为时钟频率为4MH z 的时钟产生电路。

4　结束语

从精度、功耗以及所占面积角度,分别分析和设计了环形振荡器、基于RC 门电路振荡器以及基于

比较器的方波产生电路。在中芯国际0118μmC MOS

工艺下,采用S pectre 仿真软件分别对3种振荡器进行性能仿真,由于环形振荡器时钟抖动小、结构简单、稳定性高,因此,折中选取环形振荡器结构作为时钟产生电路。参考文献:

[1]　王志功,沈永朝.集成电路设计基础[M].北京:电子工业出版

社,2004.

[2]　Behzad Razavi 著.陈贵灿,程军,张瑞智,等译.模拟C M OS 集成

电路设计[M].西安:西安交大出版社,2003.

(责任编辑　)

收稿日期:2009-10-23;修订日期:2009-11-20

作者简介:祝敏(1967-),男,湖南永州人,副教授,现在永州职业技术学院从事仪表技术与传感器的教学与研究工作。

第29卷第3期2010年3月　　　　　　　　　　　　　　　　煤　炭　技　术C oal T echnology

V ol 129,N o 103

M ar ,2010

及电容变化量的测量比较困难。原因是①杂散电容的影响;②电路中电子开关的电荷注入效应的影响;③测量对象的快速多变性,要求数据采集速度较快,但降噪与滤波使采集速度难以提高;④电源电压波动

及温度变化的影响[1]

。常用的方法有基于电荷转移原理的开关式电容测量电路,利用敏感电容构成振荡电路,实现C -f 转换,通过测量振荡频率,求得被测电容。文章基于上述原理讨论了4种典型的电容测量电路,分析了每种电路的工作原理及优缺点,这对电容传感器的应用与研究有重要的现实意义。

1　基于电荷转移原理的微电容检测

1.1　电荷放大式微小电容测量电路

1.1.1　电路结构

如图1所示,恒压源V in 为充放电的激励电压,

运放U 1、电容C f 和开关S 3构成电荷放大器,开关S 4和S 5及运放U 2和U 3构成两个采样保持器,U 4

为仪表放大器。图中C x 为被测电容,C as 和C bs 表示

C x 的每个电极所有杂散电容的等效电容。由于C as

由激励源驱动,它的存在对流过被测电容的电流无影响,C bs 在检测过程中始终处于虚地状态,C bs 的两端无电压差,因而它也对电容C x 的测量无影响,因此该电路具有较强的抗杂散电容的性能

[6]

。

图1　电路结构图

1.1.2　工作原理

初始阶段:开关S 2,S 3,S 4,S 5都闭合,开关S 1断

开。由于开关S 3闭合,电荷放大器U 1的输出端V 3和它的反向输入端V 2连通,而U 1的同相输入端和反向输入端“虚短”,故U 1的输出电压V 3=0V 。工作阶段:①被测电容C x 的充电及相关信号的获取:在t 1时刻,断开S 3,理想情况下,V 3点的电压仍然为0V ,但由于S 3的电荷注入效应,有少量电荷被注入电路,导致V 3点的电压变为U L ,因S 4,S 5仍处于闭合,采样保持器U 2和U 3采样,故均输出为U L 。在t 2时刻,断开S 5,采样保持U 3处于保持状态,故其输出电压保持在U L 。在t 3时刻,S 2断开,对电路产生一定的电荷注入效应,但随之在t 4时刻,S 1关闭,给被测电容C x 充电,充电结果C x 右极板上感应的电荷量为Q c =-V in C x 。此时电荷放大器U 1工作,输出电压V 3为U H =Q c ΠC f =-(V in ×C x )ΠC f 。

采样保持器U 2仍处于采样状态,其输出电压也为U H 。在t 5时刻,开关S 4断开,采样保持器U 2处于

保持状态,其输出电压为U H ,而采样保持器U 3此时处于保持状态,其输出电压为U L ,故此时仪表放大器U 4的差动输出为U 0=-(V in ×C x )ΠC f 。②被测电容C x 的放电:在t 6时刻,闭合S 3,电荷放大器U 1的输出电压V 3=0V ,采样保持器U 2和U 3均处于保持状态,输出电压分别为U H 和U L 。在t 7时刻,闭合S 5,采样保持器U 3采样,输出电压也为0V 。t 8时刻,闭合S 2,被测电容左极板接地。在t 9时刻,断开S 1,被测电容C x 此时开始放电。在t 10时刻,C x 放

电完毕,开关S 4闭合,采样保持器U 2和U 3均处于采样状态,输出电压均为0V (V 3=0V ),仪表放大器差动输出此时也为0V 。从t 1到t 10时间为一次测量被测电容C x 的时间。电路照此原理循环进行。由U 0=-(V in C x )ΠC f ,可知,当V in ,C f 一定时,差动放大器输出电压与被测电容成线性关系,即C x =K U 0(K =C f ΠV in )。C x 的数值经后续电路处理后送单片机,可直接显示被测电容的大小[2]

。1.1.3　电路性能分析

影响该电路分辨率的主要因素是电子开关的电荷注入效应,即在电子开关断开时有不期望的电荷注入电路,但只要对各开关的控制信号的时序和电路结构进行合理设计,就可以解决电子开关的电荷注入效应。如本设计中,当S 2断开时,它的电荷注入效应引起V 1点小波形失真,但随后关闭S 1,故V 1仍将被置为V in ,因此,被测电容C x 上的电压不受S 2的电荷注入效应影响。当断开S 1时,开关S 2已

经关闭,故开关S 1的注入电荷会沿着闭合的开关S 2流向地,且断开S 1时,本次数据采集已经结束。另一方面仪表放大器采用差动式结构输入,会使开关

S 3,S 4,S 5等电荷注入效应相互抵消。由上分析可知该电路具有较强的抗杂散电容的性能,利用时序和差动式设计,消除了电子开关的电荷注入效应等干扰因素对测量结果的影响,使电路达到了较高的分辨率。该电路对被测电容只进行一次充电,就可完成对电容的测量,由于测量结果是直流稳定信号,不存在脉动成分,故无需滤波器,因此可大大提高该电

路的数据采集系统的采集速度[7]

。1.2　开关式微小电容测量电路1.2.1　电路结构

如图2所示,V r 为恒压源提供的激励电压,C 1,C r 为已知的固定参考电容,C x 为被测电容(要求C 1>C r >C x ),C k 为保持电容,A 1为电荷放大器,A 2为

比较器,S 1～S 7为电子开关,<(Φ)为稳定的时钟信号,<1,<2为开关时序信号,用于控制相应开关的断

第3期　　　　　　　　　祝　敏:电容传感器微电容测量电路的分析与研究　　　　　　　　　・57・　

开与闭合

。

图2　电路结构图

1.2.2　工作原理

准备阶段,设初始状态为开关S 1断开,运算放大器A 1的反馈电容C 1已被充上电荷即V 1为负,比较器A 2的输出为V o ,Q =0。

(1)电容Cx 的充电阶段:测量开始时(t =0)使<和<1都为高平,则S 3,S 5闭合,S 4,S 6断开,故稳定的参考电压V r 通过开关S 3对被测电容C x 充电,只要时钟脉冲的宽度远大于C x 的充电时间常数τ,则被测电容C x 每次在<处于高电平时,一定被充电到参考电压V r ,即被测电容C x 每次均被充上同样大

小的电荷Q x 。

(2)电荷转移阶段:在下半周期中,<,<1变为低电平,开关S 3,S 5断开,S 4,S 6闭合,C X 的电荷Q x 转移到C 1上,使运算放大器A 1工作,其输出电压V 1

上升,上升量为ΔV =(C x ×V r )ΠC 1,此时V 1=[(-C r +C x )・V r ]ΠC 1。

(3)电容C x 再次充电:在下个时钟上半周期中,<和<1又为高电平时,开关S 2,S 3,S 5导通,开关S 4,S 6,S 7断开,被测电容C x 再次获得Q x 的电荷,同时由于开关S 2,S 5的导通,使参考电容C r 上可能有剩余电荷被放尽,由于开关S 6,S 7断开,电容C k 的作用,使运算放大器A 1的输出电压保持不变。

(4)电荷再次转移:在下一个时钟下半个周期中,<,<1又为低电平,被测电容C x 上的电荷Q x 再次被转移到电容C 1上,这时C 1上已积累了两次从被测电容C x 转移过来的电荷,运算放大器的输出电压V 1增加了2ΔV =(2C x ×V r )ΠC 1,这一过程一直持续下去,直到运算放大器A 1的输出V 1等于或大于零。此时,比较器A 2的输出V 0发生翻转(变为低电平)。由于比较器A 2的输出V 0被接到D 触发器的输入端口,在时钟脉冲<的作用下,使D 触发器发生翻转。Q 变为高电平,Q 信号一方面可送到单片机进行计数;另一方面又被送到与门Y 。当Φ为高电平时,与门Y 的输出<2变为高电平“1”,<2用于控制开关S 1。此时,Φ,<2都为高电平,故参考电压V r 通过开关S 1,C r ,开关S 6给电容C 1充电,使C 1获得一份电荷Q r 。这个电荷使电容C 1上的电荷增量为左正右负。故运放A 1的输出V 1有一个负的跳变,V 1=-(C r ×V r )ΠC 1,至此,整个信号检测系统

又回到初始状态[4]

。

(5)被测电容的表达式:设时钟脉冲周期为T c ,初始化后,经N 次的电荷转移,使比较器A 2的状态

发生翻转,即N ・Q x ≥Q r >(N -1)Q x 。从时间上来

说,每隔N ・T c 时间,比较器A 2发生一次翻转。若实验一次的测量时间为T p ,在测量时间T p 内,比较器A 2的翻转次数为K ,即在T p 时间内,给电容C 1的正向充电次数为K 次,所充总电量Q =K ×Q r 。而通过被测电容C x 向电容C 1转移负电荷次数为M 次,如果电容C 1无泄漏,比较器的比较灵敏度为理想高,则应有M ×Q x ≥K ×Q r >(m -1)Q x ,如果参考电压V r 采用恒压源提供,即在测量过程中相对稳定,则有M ×C x ≥KC r >(M -1)C x ,所以有C x =K ΠM ・C r ,故只要记录在测量时间T P 范围内时钟脉冲<的周期数M 和比较器A 2的翻转次数K ,就可相

当精确地测出被测电容C x 的值[3]

。1.2.3　电路性能分析

这种测量电路只用直流电源供电,且测量结果与电源电压无关。另外,其输出可直接送单片机,很容易研制出各种相关的智能仪表。电路要求电容C r 的精度和稳定性比较高,且C r 要尽量大,但不能大于电容C 1,否则C r 上的电荷转移到电容C 1上时,C 1上有电荷溢出。电容C 1要无电荷泄漏,否则将有较大误差。

2　基于振荡器式微电容测量电路

2.1　一般振荡式微电容测量电路

如图3所示,测量电路由电子开关S 1,S 2、恒流

源I S 1,I S 2、被测电容C x 、555构成的施密特触发器和反相器等组成。设开始工作时555的Q 端输出高电平,则S 1闭合,Q 经反相器加到S 2上,故S 2断开,I S 1对电容C x 充电,电容C x 上的电压不断上升,当C x 上的电压上升到2Π3V CC 时,555输出翻转为低电平,此时S 1断开,S 2闭合,电容C x 通过S 2开始放电,C x 上的电压随之降低,当C x 上电压下降到1Π3V CC 时,555输出再次翻转为高电平,C x 将再次被充电,当电容C x 上的电压上升到2Π3V CC 时,C x 将再次放电,上述过程周而复始地进行。实现了电容—频率转换,依据电容库伏特性,则有t 充・I S 1=(2Π3V OC -1Π3V CC )C x ,t 放I S 2=(2Π3V CC -1Π3V CC )C X ,则f out

=3I S Π(2V CC ・C x ),故C x =3I S Π(2V CC ・f out )。只要测出振荡频率f out ,就可知C x 的大小

。

图3　振荡式微电容测电路

　・58・　　　　　　　　　　　　　　　煤　炭　技　术　　　　　　　　　　　　　　　　第29卷

虚拟仪器在电子技术实验教学中的应用及前景

沈　茜

(青海大学,西宁810016)

摘　要:介绍了一种基于虚拟仪器技术下新的实验教学方法。结合教学实例,说明了虚拟仪器技术在目前实验教

学改革中的必要性和可行性,并且展望了它的发展前景。关键词:虚拟仪器;硬件资源;测试平台;NI 中图分类号:TP27　　　　文献标识码:A 　　　　文章编号:1008-8725(2010)03-0059-03

Virtual I nstrument in E lectronic T echinology T eaching Laboratory

Application and Foreground

SHEN Qian

(Qinghai University ,X ining 810016,China )

Abstract :The article have in troduced a s ort of new experiment teaching method base on VI.I has linked ex 2am ples in the only way and feasibility for fashion of experiment teaching on the dummy instrument envirment.K ey w ords :Virtual Instrument (VI );hardware res ource ;testing flat roof ;NI

0　引言

随着电子技术的飞速发展,新器件与新的实验方法层出不穷,传统的实验教学方法已落后于时代的发展。为此该校成立了电工电子实验室和E DA 实验室,首次把虚拟仪器引入课堂教学,在将理论学

2.2　差频振荡式微电容测量电路

电路如图4所示,在上述C -f 转换电路的基础上,增加了由参考电容C r 、电子开关S 3,S 4、施密特触发器、反相器等元件组成的参考电路和由D 触发

器组成的差频输出电路两部分。其工作原理:设工作开始时,U out 1为低电平,则开关S 1闭合,S 2断开,恒流原I S 1对C x 充电,当C x 上的电压U CX 充电至施密特触发器高阀值电压U H 时,触发器翻转,U out 1变为高电平,则S 1断开,S 2闭合,恒流I S 2对C x 放电,

当电容上的电压U Cx 下隆至施密特触发器的低阀值

电平U L 时,输出U out 1再次翻转,如此循环,则U out 1为方波信号,其频率f x 与C x 有关,将该信号送至D 触发器的输入端。同理下面参考电路也得方波信号,

图4　差频振荡式微电容测量电路

其频率f r 的大小与C r 有关,将其送至D 触发器的

CP 端。由2.1可知f x =I s Π2C X (U H -U L ),f r =I s Π2C r (U H -U L ),则D 触发器的差频输出频率f out =f x -f r =I s Π2C X (U H -U L )-I s Π2C r (U H -U L ),则C x =

I s ・C r Π[2f out C x (U H -U L )+I s ]。故只要测出f out ,就

可算出C x 。该电路采用差频输出,消除了温度变化和工艺波动等因素对测量结果的影响,提高了测量

精度[5]

。

3　结束语

从电荷转移的角度分析了两种电容式传感器微电容检测电路,前者较好地消除了杂散电容、寄生电容和电子开关的电荷注入效应等干扰因素对测量结果的影响,后果采用数字电路处理,易于集成,可与PC 机直接接口。从振荡电路的原理分析了两种C -f 转换电路测量电容的方法,这两者基本工作过程相似,只是后者增加了参考电路,末级采用差动式输出,有效地避免了电路的非对称、温度等环境因素对测量结果的影响,提高了测量精度。参考文献:

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与改进[J ].传感技术学报,2008,(2):265-268.[6]　王爱玲,房亚民.电容传感器寄生电容干扰的产生原因及消除

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(责任编辑　)

收稿日期:2009-10-03;修订日期:2009-11-20

作者简介:沈茜(1976-),女,西宁人,讲师,研究方向:应用电子技术。

第29卷第3期2010年3月　　　　　　　　　　　　　　　　煤　炭　技　术C oal T echnology

V ol 129,N o 103

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