开关电源广泛应用，其效率可达80%以上，具有稳压范围宽、频率高、体积小等特点。特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。开关电源的发展与应用在节约能源及环保方面有重要意义。本论文主要介绍RCC型开关电源及其设计应用，RCC电路与其他（如半桥逆变）开关电源电路相比的优越性。它的体积小、不需专用PWM控制芯片、电路简单等优点使其应用更加广泛，特别是在各种新兴电子设备的电源、充电器方面的应用尤为突出，因此在各种开关电源中占有重要地位。RCC电路包括输入整流滤波，吸收电路,开关管保护电路,RC反馈振荡,输出整流滤波,输出过压、过流保护电路，另外最主要的是高频变压器部分。最后通过仿真、调试达到100—240V市电交流输入、5V电压0.5A电流输出的要求，并且纹波较小效率较高。

关键词：开关电源 RCC 自激 反激变换器

外文摘要

Title Design of single output AC/DC Switching Power Supply 

Abstract

Switching Power Supply is widely uesd,and its efficiency is more than     80% .Meantime a wide range , high frequency and miniaturization is presented .It is particularly applied in the field of high and new technology and then brings miniaturization and convenice.The development and use of Switching Power Supply are of importance in the energy saving and environmental protection.This paper mainly introduce RCC cicuit and its specific designment; RCC cicuit ,who is small shape,simple structure and not using particular chips,has many more advantages than other circuits as same with it,such as half-bridge ciucuit.Therefore,RCC circuit is much more widely used,especially in the source and charger of all kinds of new electronical devices.So it is such a significance for Switching Power Supply.In the RCC circuit,the circuit for rectification and filtering,absorption,protection,RCC fee- dback,output overvoltage and overcurrent are included.In addition,the transformer is the most important component.Finaly,this design get though tests with 100-240V AC input ,5V voltage and 1A current.Moerover,ripple wave is quite small.

Key words： Switching power supply  Flyback converter  Self-excitatiion  RCC 

目录

1  引言    1

1.1课题背景和意义    1

1.2开关电源分类、特点及原理    1

2  RCC电路    4

2.1 RCC拓扑分析    4

2.2  RCC电路整体设计    5

2.3  电路元件参数计算及选择    6

3  Saber软件仿真    13

4  电路调试与数据分析    15

4.1  电路调试    15

4.2  数据分析    18

结论    19

改进建议    19

参考文献    20

致谢    21

1  引言

1.1课题背景和意义

随着电子技术的迅速发展，各种电子设备和人们生活、工作的关系日益紧密，而电子设备却离不开可靠的电源。特别是开关电源产品广泛应用于LED照明、通讯设备、工业自动化控制、科研设备、仪器仪表、医疗设备等领域。传统的线性稳压电源虽然电路结构简单、工作可靠，但它存在效率低（仅有40%—50%）、体积大、耗能量大等缺陷。而开关稳压电源效率可达80%以上，稳压范围宽，还有稳压精度高等特点，是一种较理想的稳压电源。其中RCC变换器（Ringing choke converter）是一种自激型的单端反激变换器，它主要工作在临界状态,采用自激振荡工作方式来实现峰值电流控制；且具有体积小、抗干扰能力强、可靠性高,易于实现多路输出电压等优点，通过良好设计便可得到高效、可靠的电路。基于以上优点，RCC电路广泛用于成本低于功率50W以下的开关电源，特别随着电子技术迅速崛起，其更多应用于各类电子产品及设备的便携电源及充电器。

本文旨在分析 RCC 变换器的工作原理、开关管的驱动及电路中元件关键参数的计算与选择，后经Saber软件仿真和实际硬件调试得到试验分析结果。由于要维持边界连续模式，并且原边电流上升斜率受输入电压影响，因此开关工作频率及占空比均受输入电压和输出电流的影响，其输入电压最大和空载时频率会升高。同时因其工作频率变化大，电路设计具有一定难度。

1.2开关电源分类、特点及原理

1.2.1开关电源分类

自激式：无须外加信号源能自行振荡，而且它完全可以看作是一个变压器反馈式振荡电路。

它激式：完全依赖于外部维持振荡。

根据激励信号结构分类，可分为脉冲调宽和脉冲调幅两种：脉冲调宽是控制信号的宽度，脉冲调幅则是控制信号的幅度，两者的作用都是为了达到稳定电压的效果而使振荡频率维持在某一范围内。

微型低功率开关电源：开关电源正在走向大众化，小型化。低功率微型开关电源的应用要首先体现在数显表、LED照明、手机充电器、智能电表等方面。

1.2.2  RCC型开关电源特点

本论文只介绍RCC型开关电源的突出特点。与常规使用专门PWM集成芯片控制的单端反激变换器相比，RCC变换器结构简单的多, 其中只有自激振荡部分与普通并联式开关电源相同，电路中既无取样分压器也无误差放大器，并且只需用很少的几个分立元件,只在开关管基极接稳压管稳压，就可以完成同样的输出功能。另外，许多与开关管驱动相关的问题（驱动波形、隔离保护、变压器饱和等）在自激振荡电路中都可以得到很好的解决。它的稳压控制过程不是PWM或PFM方式，而是由稳压管构成的电平开关来控制开关管的通断。普通PWM稳压过程，无论是自激式还是它激式电路，开关管通断总是按其工作频率周期性的进行，PWM系统只是控制每个周期脉冲的正程宽度（即脉宽调制）。为了使稳压过程有平滑的特性，PWM工作在线性区，脉宽调制管既不饱和也不能截止，因此不会因其截止而使某一周期脉冲宽度达到间歇振荡器时间常数电路设定的最大脉宽（一般仅为其50%），也不会因其饱和而使某一周期脉冲宽度为零。PWM开关电源因此被称为周期性开关电源。而RCC型开关电源则不同，其控制为无过度过程、非连续的的控制。严格的说，只有两种极端状态：输出电压低于额定值时，开关管开始振荡而导通；输出电压高于额定值时，开关管停止振荡。因此，稳压过程只有“0”和“1”两种状态。开关管“0”和“1”两种状态的时间比（即占空比），除与市电输入电压有关外，还取决于负载电流大小。如图1的RCC拓扑，负载电流减小时，滤波电容放电时间延长，直到输出电压低于额定值，开关管才可以导通；负载电流增大时，次级整流电路的滤波电容放电速度加快，此时高频变压器储能可很快释放，输出电压降低，开关管由“0”进入“1”，以维持输出电压稳定。因此，开关管的截止时间取决于输入市电电压和负载电流的变化，此控制方式是非周期的，故RCC开关电源属于非周期性开关电源。

由于电路简单、体积小，特别适用于小功率开关电源供电。由RCC型开关电源组成彩电待机副电源、PC主机ATX待命电源以及小功率家用电器，解决了由于工频变压器式副电源稳压范围小引起的问题，避免了市电输入下限时不能开机的现象。其对负载的适应性也优于PWM开关电源，PWM方式的脉宽变化具有一定范围，否则会停振或失控；而RCC本身工作于极限状态，当其空载时，关断时间可以无限延长，直到输出电压开始降低。RCC型电源属非周期性自激式开关电源，必然具有自激式开关电源的缺点，如反馈量随市电电压上升而增大，以致开关管截止损耗增大；还有它只适用于50W以下的电源，大功率时效率很低，能量损失很大。   

 1.2.3 开关电源的基本工作原理

开关电源的工作过程很简单。在线性电源中，让功率晶体管工作在线性模式；与线性电源较为不同的是，PWM开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断的状态。 

与线性电源相比，PWM开关电源是通过“斩波” 这个更为效的工作过程，即把输入的直流电压斩成幅值等于输入电压幅值的脉冲电压来实现的。当输入电压被斩成交流矩形波时，其幅值就可以通过高频变压器来降低或升高。通过增加（或降低）变压器的二次绕组数就可以增加（或降低）输出的电压值。最后变压器输出的交流波形经过整流滤波后就得到直流输出电压。 

2  RCC电路

2.1 RCC拓扑分析

RCC拓扑如图1，工作原理如下：输入直流电压IN经启动电阻R1为三极管Q1提供启动电流Ib，启动瞬间由于正反馈,Q1饱和导通的时间极短,而此时C2还来不及充电；当Q1导通后,集电极电流上升,在变压器初级绕组N1上产生上正下负的电压,经变压器耦合至辅助绕组上产生上正下负的感应电压,此电压经C1,R3后加到Q1的基极,使Q1的基极电位上升,集电极电流进一步增大,N1两端的电压升高,辅助绕组两端的电压也升高,Q1基极电压再进一步升高,由于正反馈的作用Q1饱和导通；电容C3通过D2半波整流充电向负载供电；电源接通一定时间后,由于电容C2上渐渐充上电压,启动电路对Q1不再起作用。

  图1 RCC拓扑

Q1饱和导通期间辅助绕组上的感应电压经C1,R3继续向Q1提供基极电流,此电流向C1充电,使其极性为右正左负,C1负端的电压经R3加到Q1基极,使Q1的基极电流下降,同时Q1集电极电流下降,从而Q1从饱和导通状态转入放大状态；之后基极电流和集电极电流进一步减少,最后由于正反馈的作用使Q1截止。

Q1导通时,初级绕组N1上的电压是上正下负,次级整流二极管D2因负电压而截止；Q1截止时,N1中的电流不能跃变,继续维持原方向流通,所以在N1上产生上负下正的电压，该电压使D2导通,储存在N1中的能量经D2给C3充电向负载供电.D2在Q1导通时截止,在Q1截止时导通,使得辅助绕组上的感应电压为上负下正，此时D1导通,以释放C1的充电电压,并且由辅助绕组、D1为C1反向充电； C1上反向充电电压经R3加到Q1基极,使Q1重新导通,集电极电流上升,N1产生同名端为正的感应电压,辅助绕组也产生同名端为正的感应电压,此电压经C1,R3加到Q1基极,基极电流也进一步增加,集电极电流进一步增大,Q1因正反馈而饱和导通。电路周而复始地处于自激振荡状态，其振荡频率取决于C1的充放电时间常数。

2.2  RCC电路整体设计

整体电路如图2，本设计包括：输入全桥整流滤波及限流电阻、RCD吸收电路、开关管保护电路、RC反馈振荡、输出整流滤波、输出过压保护、过流保护，还有最主要的高频变压器部分。

其中整流桥前加了限流电阻，防止加电源瞬间电流过大，烧毁器件；电路中增加RCD吸收电路以及开关管Q1集电极和发射极间增加吸收电容以减小开断过程中的过电压冲击；开关管基极通过两个二极管接地，达到基极电压的效果以保护开关管；采用耦合频率较大的光耦元件PC817和稳压器TL431，以达到稳压及过流过压保护的目的；变压器部分最为关键，采用铁氧体磁芯EI25，初级线圈160匝，用于输出的次级和和反馈的次级均8匝，辅助绕组和正反馈共用一个绕组；RC振荡反馈正极性接到绕组上，而整流二极管反接；开关三极管Q1通过一个电阻R5接地，此电阻电压随初级电流改变而改变，再通过R6接到Q2基极，与光耦反馈的电压共同控制最下侧三极管Q2的开断，进而控制开关管Q1的开断；此三极管基极加一个滤波电容C6消除基极的尖峰干扰，防止三极管误导通。

图2  RCC整体电路

2.3  电路元件参数计算及选择

2.3.1 变压器的参数计算

首先介绍高频变压器频率公式推导：

由Vin==，可推出Ip=………………………………（1）

同理，Vout==可推出Io= …………………………（2）

上式中Vin为输入电压，Vout为输出电压，Lp为初级电感，Ip为初级电流，Ls为输出端的次级电感，Io为输出电流，Ton、Toff分别为一个周期内开通、关断时间。

假设变压器的转换率为100%，根据能量守恒定律,有

Lp*Ip*f=Ls*Io*f，可得到=，进而的得到

匝数比与电流比的关系： = ……………………………………………（3） 

上式中f为开关频率， Np、Ns分别为初级、次级匝数；

由(1)(2)(3)式，可推出=   …………………………………（4）

根据Pin=Lp*Ip*f，得到频率f=…………………………（5）

式中，T为开关周期，Pin为输入功率；

再由(1)(4)(5)式，即可得到频率的公式：

f=  …………………………（6）

RCC变压器没有绝对的，最合适的初级电感值以及匝数比能达到最大的效率，但是其他的电感值和匝数比可能仍可以工作，因此可以适当改变这两个参数来选择不同的变压器。

本设计的核心部分即是高频变压器的参数计算和绕制，下面即为变压器参数设计及绕制的过程。

100—240V交流输入，最大占空比Dmax为0.5，传递效率为0.95，导线电流密度J为0.35A/mm，工作磁通密度Bw为2800mT（这几个参数均为经验值，具有通用性）。输出5V、1A，开关频率30KHz（下面匝数计算时有解释），周期为33μS，Ton=T*Dmax=16.7μS。

磁芯选择：

下面运用面积乘积法,也叫AP法进行计算，根据AP值可以查到磁性材料的编号。变压器视在功率：Pt=Vout*Io[(1+1/)*]=5*1*[(1+1/0.95)]=15W，式中效率取95%；

由公式AP=()，得AP=()=0.011cm

式中Ko窗口使用系数,主要与线径、绕组有关，此处取典型值0.4；

Kf为波形系数，即有效值与平均值之比，正弦波时为4.44，方波时为4；

Bw为工作磁通密度，镍锌铁氧体材质铁芯一般在0.26T到0.3T,此处选择

0.28T；

Fs为频率，根据上文，确定30KHz；

Kj为电流密度比例系数，网上查得铁氧体的Kj为534；

AP为磁芯窗口面积Aw和磁芯有效面积Ae的积，单位为cm。

原边绕组每匝面积Ap只要大于1.1AP即可满足要求。此处选择铁氧体磁芯EI25，网上查的它的Ap为0.3165cm，远大于1.1AP。

计算直流输入、输出电压及匝数比：

直流输入：Vinmin=100**0.95=134V；

输出：Vs=Vout+Vd+VL=5+0.7+1.0=6.7V；

匝数比：n==0.05；

上式中Vinmin为直流输入最小电压，Vs为次级输出电压，Vout为最终输出电压，Vd为二极管压降，VL为电感压降。

计算电流、电感及各绕组匝数：

按三倍电流计算：Pout=3Iout* Vs=15W；

上式中Pout变压器次级输出功率；

输入电流：Ip===0.47A；

初级绕组电感：Lp===4.76mH；

原边线圈匝数：Np===195匝；

输出副边绕组匝数：Ns=Np*n=10匝；

由于磁芯较小可能绕不上这么多匝线圈，因此Np选择160匝，Ns为8匝(经Saber仿真可以满足要求)。同时，辅助绕组Nf和Ns相同匝数。

如果按(6)式计算高频变压器的频率，则：

f== f==57.3KHz

在这个高频变压器中，由于实际选择的磁芯相对较大，则根据电感大小与线圈直径大小成正比的关系判断，实际绕制的高频变压器初级电感Lp可能较大，因此可以适当增加Lp大小来计算开关频率。本设计中，Lp大小在10mH时f大约为30KHz，满足实际要求，最终调试时也验证了频率选择的正确性，因此变压器绕制时，开关频率定为30KHz。

计算导线线径：

初级电流Ip为0.47A，导线截面积Sp===0.136mm，初级绕组线径D1=2*/=0.23mm，则选用0.27mm的漆包线可以满足要求；

输出电流Is最大为1A，则次级导线面积Ss===0.286 mm，次级线径D2=2*/=0.34mm，选取线径为0.5mm的线；

辅助绕组输出电流很小，为了方便缠绕线径选择与初级绕组相同，为0.27mm。

2.3.2 三极管、二极管的选择

开关三极管Q1选择MJE13003，NPN管。最大耗散功率Pcm为1.5W,最大允许集电极电流Icm为1.5A，集电极、射极间最大电压Vceo为700V，正常工作温度为-55℃ — +150℃，集电极截止电流Iceo为1000A,直流电流最大增益hFE为40，开关频率fT可达到5MHz；另外它的体积较小，小功率输出时不需加散热片，因此适合于这类小巧的、输出功率很小的开关电源，满足RCC型开关电源的要求。

三极管Q2选择2N3904，也是NPN管。集电极、射极间最大电压Vceo为40V，基极和集电极截止电流IBL、Icex均为50nA，直流电流最大增益hFE为300，开关频率fT可达到250MHz。同样体积较小，各参数均满足要求。

二极管D1—D4构成全桥整流，采用IN4007。此二极管极为普通，虽然体积较小，但耐压700V，可以流过的最大电流为1A，工作温度为-65℃ — +175℃，完全可也达到要求。D6、D7同样为IN4007，两个串联压降为1.0V,可以保护开关管Q1不被击穿。

D5为FR207，其耐压1000V,反向恢复时间为500nS，通过最大电流为2A，满足RCD吸收电路中开关频率及耐压的要求；半波整流二极管D8与D5同为FR207，满足输出1A以及频率的要求。

反馈整流二极管D9则选择IN4148，其通过最大电流150mA，反向恢复时间为4nS，因反馈绕组输出电流较小，IN4148就能满足要求。

2.3.3  TL431稳压

TL431是一个热稳定性良好的三端可调分流基准源，其输出电压用两个电阻就可以随意设置从2.5V到36V范围内的任何值。在很多应用中用

图3  TL431稳压                       图4  开关管保护

它代替齐纳二极管，因其价格低、性能好，广泛用于可调压电源，开关电源等。如图3，输出Vout=2.5*（1+）,因这两个电阻阻值均为10K,所以输出保持在5V。此处TL431阴极和参考极连接R15、C9，整个稳压部分同时也构成交流放大器，以减小输出的纹波。

2.3.3  电阻、电容及其它器件的选择

交流100—220V市电输入，限流热敏电阻R1选择NTC5D-9（负温度系数，流过最大稳态电流为3A，阻值为5），滤波电容C1容值22uF（耐压400V）； Q1的启动电阻R2阻值为500K(根据Q1所需的启动电流而定),分压电阻R4为10K (工作过程中为Q1提供基极电压)，C3容值为2.2nF，电阻R5阻值为1，用于反馈振荡的R7、C5值分别为200、22nF（根据开关频率而定）； R6、R8、R9分别为100、20K、200（根据Q2导通所需的电流而定），C4 、C6均为2.2nF； RCD吸收电路R3为51K,C2为2.2nF（2KV高压瓷片电容),次级滤波电容C7为1000μF，负载R11为10的功率电阻；C8为4.7μF，R10为10 K（为光耦提供直流电压）；光耦采用PC817（最大耦合频率80KHz）；R12为120，R13为100K（根据光耦所需电流而定），R14、R16均为10K,R15、C9分别为2K、47nF。另外，三极管Q1的保护如图4，次级以及辅助绕组半波整流输出如图5、图6所示。

      图5  输出整流滤波               图6 辅助绕组整流滤波

3  Saber软件仿真

Saber软件是专门用于电源设计的仿真软件，其主要特点如下：一是集成度高,从调用绘制原理图到仿真分析, 无需切换工作环境；二是比较齐全的各种分析功能,既可以进行DC、AC等这些基本功能分析,也能进行温度、蒙特卡诺、噪声等高级功能分析；三是仿真数据后强大的处理能力,运动SaberScope工具,可以方便对仿真结果数据进行各种比较和分析乃至运算；同时,Saber软件的交叉探针功能(crossprobe)可以很方便的在Sketch中随时观察仿真数据结果。

图2的电路应用Saber软件进行仿真得到各点波形图，输入电压从100V到240V每增加20V进行一次仿真。下面为两组仿真结果，分别为输入100V、240V交流市电在0.1mS内的各点波形。其中图7为输入100V时波形，从上至下依次为开关三极管Q1集电极电压（即变压器初级绕组电压，图中波形n_2862）、Q1基极电压（n_2877）、三极管Q2基极电压（n_2839）以及变压器次级最终整流滤波输出的电压（out）；图8为输入240V时各点的电压波形。

图7  交流100V输入时各点波形图

图8  交流240V输入时各点波形图

分析这两组仿真波形图，图7中输入电压较小，但峰峰值为270V，Q1开关频率在100KHz左右，基极电压峰峰值为1.2V；三极管Q2与Q1的开关频率相同,基极电压峰值0.8V；这两组波形均满足三极管对基极电压和开关频率的要求，且从中可以看出三极管Q2对开关管Q1的控制作用；最终输出电压为5V。图8中输入电压较大，峰峰值为420V，频率升高到160KHz，Q1、Q2基极电压基本不变，最终输出仍然保持5V不变。

另外，100—240V输入、输出以及频率的数据如下表1:

表1  交流输入、Q1集电极电压峰峰值（变压器初级电压）、频率以及输出电压

4  电路调试与数据分析

4.1  电路调试

图2的设计由仿真软件Saber进行多次仿真，输入100—220V市电，输出满足5V电压500mA电流的要求，开关频率在100KHz—160KHz范围内变化，且输入电压越大开关频率越大，此时则需要考虑三极管、光耦选择及变压器绕制时选取频率较大的以满足要求。实际硬件电路的调试在地质宫428以及122电机试验室（实验室内有可变交流输入电源，可为电路调试供电）进行，下面的每组数据均用数字示波器(Tektronix TDS1012B-SC、TDS2012)测得，测试时间为2011年5月15日到22日。

调试过程中，输入电压为100—240V市电，以递增的方式接入电路。最开始通以50V电压时，电路发出刺耳的声音，并且开关三极管发热，分析可能是变压器因频率较低或者开关三极管基极电压过大而长时间工作在临界状态。测试基极电压大于1.2V，因此Q1基极的稳压管改用两个二极管，使其基极压降保持在1V以内，此时Q1空载时不再发热。变压器输入电压频率仅为13KHz左右，刚好在人类听觉范围内，而且高频变压器框架与绕组粘黏比较松，这可能是引起电路刺耳声音的主要原因。重新用胶棒粘黏变压器框架，重新上电测试，不再有刺耳的声响。但是输出接10以下负载时，开关管有发热迹象，且升温较快，分析是因为三极管满足的最大功率不能满足输出的要求，因此最大输出电流为0.5A,但可以换功率更大的三极管或者MOSFET以达到更大输出电流的要求。下面即为两组输入和输出的波形图。

图9  空载输入100V时Q1集电极电压          图10  空载输入240V时Q1集电极电压

频率21.25KHz，峰峰值270V                   频率31.35KHz，峰峰值406V

图11  空载输入时输出                        图12  20负载时输出

       输出平均值5V                                 输出平均值5V

其中图9、图10分别为空载时输入电压分别为100V和240V开关管Q1集电极的波形，频率分别为21.25KHz、31.35KHz，图11为为空载时的最终输出波形，其大小一直保持5V不变，纹波峰峰值保持在160mV；输入电压最大较输入最小电压时的开关频率提高10.10KHz。

        图13  20负载输入100V时                   图14  20负载输入240V时

          Q1集电极电压                                Q1集电极电压

    频率21.23KHz，峰峰值258V                    频率29.94KHz，峰峰值418V

另外，图13、图14分别为20负载时输入100V和240V开关管Q1集电极的波形，频率分别为21.23KHz、29.04KHz，图12为输出波形，输出电流为0.25A,纹波峰峰值在80—160mV间变化。

所有的实际测试数据如表2、表3：

表2  空载时的输入、输出、纹波以及频率

    以上测试得到的两组数据与Saber仿真出的主要区别在于开关频率小很多，仅有20 KHz到30KHz，分析其原因为：开关频率f与高频变压器初级绕组电感Lp大小成反比，仿真是变压器设置较理想化Lp较小，而实际绕制的高频变压器Lp为15mH，比较大，因此实际电路的开关频率仅为20KHz到30KHz。但此频率不在人类的听觉范围内，不会听到变压器有刺耳响声，只是可能不是变压器达到最大传输效率所需的频率，因而会影响整体电路最终的效率。

     分析对比两组数据可知，空载时在100—240V范围内输入，输出电压平均值保持5V不变，纹波也都保持在160mV不变，而20负载时输入100V，输出仅为3.5V，比正常输出小1.5V,降幅为30%。这是因为高频变压器设计绕制时匝数比偏低，导致输出电压在负载较大时降低；也可能时因为负载电阻较小，与原本电路的输出电阻相比分压较小而降低输出，但其他输入时输出均达到要求，本开关电源旨在输入电压220V市电上应用，波动不会如此大，因此基本满足要求。两组数据显示其通断频率均是随输入的增加而增加，与仿比增幅较小，仅为几千赫兹；另外，同样输入电压的情况下，带载时的通断频率比空载时频率低0.3—4KHz，也说明开关管的通断频率不仅与输入电压有关，还与负载大小等诸多元素有关。

结论

本论文主要介绍了开关电源中的一种，即RCC型反激开关电源。与其他开关电源相比，它具有体积小、结构简单等明显优势，但它只适用于小功率的开关电源。本文通过设计、仿真以及最后实际硬件测试，证明这个RCC电路的可行性。达到输入100—240V市电输入，5V电压以及最大0.5A电流的输出，纹波较小且效率较高，满足要求。本设计可以供手机、小功率电子设备以及各种仪器仪表等供电应用，具有很大实际意义。

改进建议

电路调试过程中发现一些问题，通过分析想的一些相应的改进方法：

1.高频变压器实际绕制的初级电感比设计计算值大很多，因此实际硬件电路开关频率较低。通过改用型号更小的磁芯（更小的磁芯线圈直径较小，同样匝数时初级电感减小）并且在可以工作的情况下适当减少线圈匝数，便可降低初级电感，提高开关频率，提高效率。

2.调试时输出端加上10以下负载时，开关管Q1发热，且负载电阻越小发热越快。说明开关管耗散功率在负载电阻较小时很大，可能达到了Q1的损耗上限，如此电路则不能长时间工作。通过换用耗散功率较大的三极管或者输出功率较大的MOSFET可以解决这问题，也可以提高输出电流。

3.此电路元器件很少，因此体积较小，但可设计PCB板，做到更小,并加上外壳。这样不仅携带应用方便，也可以减小外界干扰以及电路元件间的相互干扰，提高性能。

参考文献

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     Kang Guang-hua,Chen Da-qin,Zhang Lin. Fundamentals Of Electronic Technology. High Education Press ,2005.

致谢

本论文是在我的导师王应吉老师的悉心指导下完成的。在本论文课题进行过程中，王老师不但给予了我全面的技术指导，还帮我们解决电路实现过程中出现的问题，百忙之中抽出很多宝贵时间。在做毕业设计的三个月中，王老师不但把把他渊博的知识传授给我，而且他严谨的学术作风，精益求精的科研和工作态度以及敢于创新的精神更使我钦佩不已。在此，谨向王老师表示最真挚的敬意和感谢！

在课题进行过程中，得到了各位老师、同学和朋友的帮助。感谢张财老师、李波同学、贺志伟同学还有何聪同学在毕业设计中的给予的帮助，感谢他们对我的关心与支持，是他们的帮助使我顺利而愉快的完成了毕业设计。

感谢我的亲人、朋友，谨以此文献给他们，谢谢他们无私的爱和无尽的支持。最后感谢所有帮助和理解我的人。下载本文