概要：

随着电子技术的发展和人们节能意识的增强，客户对电源提出了体积小、重量轻、能效高、待机功耗小以及性价比高等要求，诸多要求中尤以待机功耗小为重，所以亚成微电子为满足客户需求推出一款PWM控制芯片RM6301，让系统轻易的达到以上要求。

功能特点：

●打嗝模式（Burst Mode），降低待机/轻载功

耗

●外置可调的频率设置脚

●抖频设计，降低EMI

●无音频噪音工作

●前沿消隐

●斜坡补偿

●电源软启动，减少MOSFET应力

●良好保护的自动恢复功能和锁存功能

VCC滞迟欠压锁定（UVLO）

自动恢复的过载保护（OLP）

过电压保护（OVP）锁存

逐周期电流应用领域：

●离线AC/DC反激式转换器

●AC/DC适配器

●PDA电源

●数码相机和摄像机适配器

●VCR，SVR，STB，DVD和DVCD播放器SMPS ●机顶盒电源

●PC和服务器的辅助电源

●开放式开关电源

引脚分布：

引脚功能：

内部框图：

图1 RM6301内部模块图典型应用：

图2 RM6301典型应用图应用指导：

1.1启动方式如下图：

图3 整流前启动方式图4 整流后启动方式

1.2系统的启动时间：

以上的两种启动方式当电源上电开始时通过启动电阻给端的电容C1充电，直到端电压达到芯片的启动电压

（典型值14.0V）时芯片才被激活并且驱动整个电源系统正常工作。在图4系统（）

的最大启动延迟时间满足如下运算关系：

（

（）

其中：

： RM6301的启动电流

：系统的启动延迟时间

：为R1和R2电阻阻值之和

由于芯片具有低启动电流的特性并且考虑到

空载的系统损耗，可以取得较大，具体值可在

1.2MΩ-3MΩ范围内选取。如果需要系统具有更快

的启动时间且在系统成本允许的情况下，您可以

参考图5中的典型电路，电路中C2的值可以取得

较小（但要考虑系统的稳定性），的值可以取

得较大，这样既可缩短系统的启动时间同时也可

降低系统空载时的损耗。

图5 快速启动电路1.3启动电阻的最大功率损耗：

在图中，的最大功耗可以用下式计算：

（

其中：

：最大输入电压整流后的直流电压

：芯片正常工作电压

1.4PWM工作频率设定：

RM6301允许设计者根据系统的使用环境需要自行调整系统的工作频率，RM6301的典型的工作频率为50KHz~ 65KHz,其应用电路如图6，R1的取值决定了系统的工作频率，工作频率的设定可通过以下公式计算:

在PCB layout时应尽可能使R1的接地端靠近芯片的GND端，以便减少干扰。

1.5FB端的输入：

RM6301各电压阈值相对应的系统工作状态可通过下图表示

图6 FB端电压相对应的系统工作状态

0.9V~1.4V为系统在空载或轻载时工作在间歇模式下的FB端电压值；1.4V~3.7V为系统正常工作时FB 端的电压值；3.7V~4.8V为环路开环，过功率保护或短路保护时FB端的电压值；0.9V（典型值）以下Gate 端输出被关闭，保护整个系统。FB的短路电流典型值为0.8mA。

RM6301采用传统的电流模式结构设计，其关断时间根据峰值电流调整，通过与主开关管MOSFET源极相连接的电流反馈电阻Rsense转化成电压反馈到RM6301 SENSE端来实现控制。在正常工作时，这个峰值电流与FB具有如下关系式：

其中

：FB端的电压

：与主开关管MOSFET源极相连接的电流反馈电阻阻值

当>3.7V持续35mS的时间，关闭开关管，状态被保持。此时芯片电压必须降低到后，再启动才能恢复正常。<0.9V（典型值）时，RM6301的Gate端口立即停止输出脉冲，保证整个系统的安全。

注意事项：

a).当=0.9~1.4V时系统工作在间歇工作模式，如果系统出现可听到的异音，请先检查系统是否工作正常,如果你确定无误，请检查系统缓冲回路中的电容材质，如果使用的普通压电陶瓷电容，那么当系统工作在间歇工作状态时电容由于发生压电效应而产生的异音是很可能的。这时，请更换电容的材质，如MYLA,PEA,MEF或CBB等薄膜类电容；考虑成本及电容体积的大小因素，我们推荐使用MYLA电容，在保证吸收回路效果的前提下可以通过调整缓冲吸收回路中的电阻阻值来减少该电容的值有利于缩小电容体积及降低系统成本，例如2200PF/250V，4700PF/250V或10000PF/250V的MYLA电容可以接受的。

b).当系统工作在满载的情况下如果系统出现可听到的异音时，请先检查系统是否工作正常,如果你确定无误，请检查芯片的FB端的电压波形是否较平滑，如果发现较大的干扰请检查系统的PCB layout是否合理，对于较小的干扰可通过外加滤波网络进行抑制，如图7中的和组成的低通滤波器，这里，的取值不宜过大，比如47Ohm,1000PF；根据系统的实际情况，可以为0Ohm。,的取值会影响系统的环路稳定，一般的取值建议要4700PF。

c).当系统工作在输出空载，轻载或满载转空载的情况下，如果发现输出端电压在较大范围内波动时，首先确定电路设计、PCB layout是否正确及环路是否稳定，如果确定无误，请再次检查变压器给芯片供电的辅助绕组是否能保证系统在输出空载或轻载的情况下芯片VCC端的电压在8.8V（UVLO典型值）以上，否则系统肯工作在UVLO临界状态。值得注意的是变压器辅助线圈在设计时需要把与VCC端相连的整流二极管的管压降以及限流电阻的压降考虑进去，另外还要考虑变压器层间耦合系数/强度的关系；耦合较弱时，空载时芯片VCC端电压值较低，容易进入UVLO状态，但满足状态下VCC端电压上升较多，容易让芯片进入OVP状态。考虑到系统满足瞬间转空载或空载瞬间转满载时由于能量瞬变导致VCC端电压下冲误触发UVLO的原因，在系统允许的输入电压范围内且系统输出为空载时建议芯片VCC端电压要>11.5V，特别要注意高端输入电压如2V/50Hz的情况。

1.6SENSE端的输入：

RM6301采用电流模式PWM控制技术，初级峰值电流通过电流检测电阻Rsense转化为电压反馈到Sense端。由于在开关导通瞬间会有脉冲峰值电流，如果此时采样电流值，会导致错误的控制。内置的前沿消隐电路，就是为了防止这种错误的控制。在开关管导通后，经过一段前沿消隐时间（典型值300nS）才去控制电流比较强，可以为系统节省一个外部R-C网络。

如果由于Sense端的电流反馈信号前沿噪声干扰持续时间超过芯片内置的前沿消隐时间导致系统性能异常，可以考虑外接R-C网络，但建议R-C的取值不宜过大，否则可能会引起电流反馈信号的失真过大，导致系统启动或输出端短路时MOSFE漏极端电压Vds过高等常见的系统异常现象。推荐R-C网络的取值为：R680Ω，C1000PF。没有特别的需要，不建议外接R-C网络。

正常工作时，PWM占空比由Sense端电压和FB端电压共同调整。

1.7G ATE端驱动：

RM6301内置的功率MOSFET通过一个专用的栅级驱动控制。当提供给MOSFET驱动能力差时会导致高的开关损耗；驱动能力强时，EMI特性会变差。这就需要一个折衷的办法来平衡开关损耗和EMI特性，RM6301内置的图腾柱驱动电路设计可以优化驱动能力。这种控制原理可以在系统设计时，很容易地获得低的损耗和良好的EMI特性。

1.8动态响应（DNY）的调整：

从动态响应的原理来看，系统要具有较快的环路响应特性才能使系统的动态响应特性较好。如图7电路。

图7

对芯片而言，整个系统的环路响应是芯片的FB端通过检测U2光耦反馈传输过来的信号强度及信号变化来进行控制的，系统的响应特性不仅与TL431的增益有关，而且与光耦的传输特性相关。为了使系统具有较好的动态响应特性，我们需要调节TL431的反馈增益环路相关元件与的值，使环路具有较高的增益，另外需要调节Rd的值（Rd的取值不宜过大），使U2光耦发射二极管端能够把次级变化的信号转化为电流变化信号，并迅速的反馈到芯片的FB端进行跟随控制。

确定Rbias和Rb的值，使能够为TL431提供合适的工作电流并确保RM6301反馈电压的完整工作变化范围。对于TL431，最小阴极工作电压和电流分别为2.5V和1mA。

其中：为光耦的正向导通压降（通常为1.2V）,为RM6301反馈短路电流，CTR为光耦的电流传输比。

注意：TL431的最小工作电流值为1mA,但是这个值并不是TL431稳定工作的最小值，设计时建议给TL431提供一个偏置电阻（Rbias）以方便调整环路的稳定性。

1.9系统进入间歇工作模式（B URST MODE）的条件：

为使系统在轻载或空载的待机模式下尽可能的降低系统整机的损耗，RM6301提供了间歇工作模式（Burst mode），当0.9V<<1.4V,且VCC端电压达到芯片内部预置的稳定的Burst mode门限电压值（考虑到系统温度的影响，设计中建议该门限电压值>11.3V）时芯片就会使系统进入稳定的间歇工作模式（Burst mode）。这时系统的工作原理可简略的描述如下：当VCC大于预置电压11.3V时Gate立即关闭输出，变压器存储的能量就会通过输出绕组传输到输出端用以维持系统输出的稳定直到下一个周期的到来；同时，变压器辅助绕组也通过耦合输出绕组给VCC端电容充电，使VCC端电压持续上升，直到输出绕组停止传输能量。间隔一段时间后，芯片内部持续消耗VCC端电容存储的能量使VCC端电压下降，一旦VCC端电压下降到小于预置电压11.3V（典型值）时Gate就会输出脉冲进入正常工作状态，直到VCC大于预置电压11.3V（典型值）重复上述循环。

2.0保护功能：

在发生各种异常保护状态后，RM6301关闭输出，导致VCC端电压降低，电路会不断重启，直至故障解除。

a)过压保护及钳位

当VCC电压超出OVP保护点时，说明负载上发生了过压，此时RM6301关断输出。该状态一直保持，直到VCC端口电压降到后进入再次启动序列。发生过压保护后，如果VCC端口电压超过钳

位电压阈值（典型值34V）时，内部钳位电路将VCC电压钳位在34V，以保护RM6301不被损坏，此时Gate仍然是关闭的。VCC钳位电路能承受的电流大约为10mA，如果系统由于其他原因导致VCC钳位电路动作后VCC端电压仍然持续上升且超过芯片的耐受能力，那么芯片就可能被烧毁。

b)欠压保护(UVLO)

RM6301内置有欠压保护电路(UVLO)，当VCC端电压小于9.8(Vmax)时（考虑温度影响建议设计参考值为10.5V），芯片就会进入欠压保护状态，这时Gate停止输出PWM，设计中需要检查交流输入全电压范围内，当输出负载瞬间由满载转为空载时芯片的VCC端电压是否受影响而误触发UVLO，即VCC 端电压瞬间低于9.8V（考虑温度的影响建议设计参考值为11.5V）否则这样很容易造成空载输出电压不稳的现象。

c)短路保护（SCP）、过流保护（OCP）及过功率保护（OPP/OLP）

芯片SENSE端通过监控系统初级流过主开关管的电流信号活动，芯片能检测到系统过流或过功率的状况。当系统输出发生短路、过流或过功率现象时，如果SENSE端的电压超过0.75V（典型值）时，Gate端输出脉宽将会输出，这时系统处于恒功率输出状态，即如果增加输出负载电流，那么系统输出电压相应会下降，相应会上升；当这种现象持续35mS后，芯片将使系统进入过功率保护（OLP）状态，Gate会立即关闭输出，保护整个系统，然后芯片重新启动，Gate输出驱动信号，当故障依然存在时系统将重复上述现象。当系统进入过功率保护状态时，系统损耗的平均功率非常低。

设计指导:

1.确定系统规格

输入电压：~,单位：V。

输入电压频率：,50Hz或60Hz.

最大负载电流：Io，单位：A。

输出功率：Po，单位：W。

电源效率：，如无数据可供参考，对于低电压输出（低于6V）应用和高电压输出应用，应分别将设定为0.7~0.75和0.8~0.85.

计算最大输入功率：,单位：W。

2.确定输入整流滤波电容（）和直流电压范围~)

输入整流电容选择

对于固定电压输入AC 100/115，按（2~3uF）/W输出功率选取;

对于固定电压输入AC 230±35或者115V的倍压整流输入，按1uF/W输出功率选取;

对于宽电压输入AC 90~2V，按（2~3uF）/W输出功率选取;

最小直流输入电压：

其中，为输入交流电压频率(50Hz/60Hz);

为桥式整流大额导通时间，如无数据可供参考，则取3ms；

所以单位分别为V、W、Hz、S、F.最大直流输入电压：

3.相应工作模式和定义电流波形参数

图8电流波形和工作模式

当，连续模式，如图8 a)：

其中：为初级绕组脉动电流，为初级峰值电流。

，非连续模式，如图8 b)：

在连续模式设计中，固定电压输入：100/115V时设定=0.4；宽电压输入：90~2V时设定=0.4；230V ±35单电压或者115倍压整流输入时，设定=0.6。在非连续模式中，设定=1。

4.确定反射的输出电压和最大占空比:

连续模式时计算：

非连续模式时计算：

其中，设定RM6301外接功率MOSFET漏极和源极=10V。

5.确定 B

选择磁芯材料应该考虑高Bs，低损耗及高Ui材料，还要结合成本考量;建议选用PC40以上的材质。为了防止出现瞬态饱和效应以低B设计：

B=（60~80）%Bm, 即B=（0.6~0.8）(Bs-Br)

式中：B为最大磁通密度摆幅，Bs为饱和磁通密度，Br为剩磁，Bm为最大磁通密度，一般取在0.2~0.3范围之内，若Bm>0.3T，需增加磁芯的横截面积或增加初级匝数Np,范围之内。如Bm<0.2T,就应选择尺寸较小的磁芯或减小初级匝数Np的值。

6.确定合适的磁芯

实际上，磁芯的初始选择肯定是很粗略的，因为变量太多了。选择合适磁芯的方法之一是查阅制造商提供的磁芯选择指南。如果没有可参考资料，可采用下面作为参考。

Ap=Aw Ae=

传递功率：Pt=Po/+Po

电流密度：J=4~8A/

绕组系数：Ku=0.2~0.5

式中，Ap单位为,As为窗口面积，Ae为磁芯截面积，B为正常操作状态下的最大磁通密度（单位：特拉斯（T））。为了防止磁芯高温瞬间出现磁饱和，对于大多数功率铁氧体磁芯的尺寸越大，Ae 越高，所做的功率就越大。

7.计算初次级绕组匝比

N=或N=

其中，Np和Ns分别为初级侧和次级侧匝数。Vo为输出电压，为二极管正向压降；对超快速PN 结二极管选取0.7V，肖特基二极管选取0.5V。为最小输入直流电压，为设置的最大占空比,为反射电压。

8.计算DCM/CCM临界电流

9.计算DCM/CCM临界时副边峰值电流

10.计算CCM临界时副边峰值电流

11.计算CCM临界时原边峰值电流

12.计算副边电感Ls和原边电感Lp

由于此电感值为临界电感，若需要电路工作于CCM则可增大此电感值，若需要工作在DCM则可适当调小此电感值。

13.确定原边最小Np匝数和副边Ns匝数

其中单位分别为特拉斯、安培、微亨、平方厘米，若无参考数据，则使用=0.20~0.25，以特拉斯（T）为单位。

14.次级绕组和辅助绕组

a)初级绕组与次级绕组匝数比

其中，Np和Ns分别为初级侧和次级侧匝数，Vo为输出电压，为二极管正向压降：对超快速PN结二极管选取0.7V，肖特基二极管选取0.5V。

然后确定正确的Ns，使得最终的Np不得小于。有的时候最终的Np比大得多，这就需要更换一个大的磁芯，或者在无法更换磁芯时，则通过增加Kp值来减小Lp，这

样，最终的初级侧匝数也会减小。

b)辅助绕组匝数

其中，为辅助绕组整流后的电压，为偏置绕组整流管正向压降：考虑到系统在满载和

空载转变瞬间，由于能量瞬间导致下冲误触发UVLO，在系统允许的输入电压范围内且输

出为空载时，建议.

15.根据有效值电流确定每个绕组的导线直径

a)当导线很长时（>1m），电流密度可以取5A/。当导线较短且匝数较少时，6~10A/的

电流密度也是可取的。应避免使用直径大于1mm的导线，防止产生严重的涡流损耗并使绕线

更加容易。对于大电流输出，最好采用多股细线并绕的方式绕制，减小集肤效应的影响。

b)检查一下磁芯的绕组窗口面积是否足以容纳导线。所需的窗口面积由以下公式给出：

式中，Ac为实际的导体面积，为填充系数。填充系数通常为0.2~0.3。

16.确定初级及辅助绕组最大峰值反向电压，

a)次级绕组最大峰值反向电压：（）

b)次级绕组最大峰值反向电压：（）

17.选择输出整流管

a)≥1.25，为整流二极管的反向额定电压

b)≥3，为二极管的直流电流额定值，实际中需要注意温升、反压、即实际测得的最大电

流。

18.选择辅助绕组整流管

≥1.25，为整流二极管的反向额定电压

19.确定SENSE电阻

a)最大输出功率时，SENSE电阻选择：SSENSE电阻额定功率>

20.输出电容的选择

由于电解电容具有较高的ESR，所以有的时候只使用一个输出电容是不能满足纹波规格要求的。此时，可以附加一个LC滤波器。在使用附加LC滤波器时，不要把截止频率设置的过低。截止频率过低可能导致系统不稳定。将滤波器的截止频率设定在开关频率的1/10~1/5左右比较合适。下载本文