作者：Glen Brisebois
来源：《中国电子商情·基础电子》2017年第09期
110年前，爱因斯坦发表了影响深远的有关光电效应的论文，从本质上创造了光子学这个学科。有人可能会认为，这么多年过去了，围绕光子学的科学和工程学一定已经完全成熟了。但实际上并非如此。光电二极管、雪崩光电二极管、光电倍增管等光传感器不断实现惊人的大动态范围，从而使电子学的探索日益深入到光子世界中。
光传感器通常将光子流转换成电子流，之后由一个跨阻抗功能电路将此电流转换成电压。跨阻抗功能电路可以是一个简单的电阻器，或者为了提供更大的带宽，也可以是一个运算放大器的求和节点，在这种情况下，这个运算放大器称为跨阻抗放大器（TIA）。传统上，TIA的大敌是电压噪声、电流噪声、输入电容、偏置电流和有限的带宽。凌力尔特为解决这些问题推出了新的LTC6268-10，该器件具4.25nV/√Hz电压噪声、0.005pA/√Hz电流噪声、非常低的0.45pF输入电容、3fA偏置电流和4GHz增益带宽。
了解电压噪声和电流噪声对TIA的影响
TIA中的输出噪声是输入电压噪声和输入电流噪声合起来产生的结果。二者合起来的作用常常统一规定为以输入为参考的电流噪声，其本质就是输出电压噪声除以单位为欧姆的增益，但实际上输出电压噪声是由两种输入噪声源引起的。事实上，导致输出噪声的主导原因通常是输入电压噪声（图1）。
依靠反馈，反相输入端固定在虚地上，因此电流噪声in直接通过RF，以1为倍数构成总的电流噪声。仍然依靠反馈，电压噪声en与输入电容CIN并联放置，引起电流噪声en/Z（CIN）。电容器的阻抗为1/2πfC，因此由输入电压噪声和电容导致的有效电流噪声为2πfCINen。那么总的运放噪声（忽略RF热噪声）为：
这一噪声有时称为CV+I噪声，为运放提供了一个极其适合的衡量指标，因为这个噪声仅考虑了运放的特性，忽略了电路的外部因素，例如光传感器电容和RF热噪声。本质上这是运放所能达到的最佳效果。
LTC6268-10与同类产品OPA657的计算和比较实例
就运放的比较而言，CV+I噪声是一种有用的衡量指标，但是这种噪声确实依赖于频率。我们可以进行一种深入的比较，即最初在一个特定的频率上进行比较，然后在CV+I噪声随不可避免会出现的频率而变化之曲线中，观察出现哪些不同。例如，通过在1MHz时开始计算，比较TC6268-10和同类产品OPA657。
LTC6268-10的数据表中提供了电流噪声随频率变化的曲线，曲线显示，在1MHz时电流噪声为0.05pA/√Hz，也提供了电压噪声随频率变化的曲线，曲线显示，在1MHz时电压噪声为4nV/√Hz。采用0.55pF（0.45pF CCM加上0.1pFCDM）输入电容时，1MHz时总的CV噪声可以计算如下：LTC6268-10的3倍。
图2显示了LTC6268-10和OPA657的CV+I噪声随频率变化的曲线。LTC6268-10的噪声性能好于OPA657的原因是，LTC6268-10电压噪声较低，而且输入电容小得多。因为LTC6268-10的电压噪声较低，所以随着传感器电容增加和增大，LTC6268-10的噪声性能持续好于OPA657。此外，LTC6268-10提供轨至轨输出，可用单一5V电源运行，消耗的功率仅为OPA657的一半。
增益带宽，以及在高阻抗时实现大带宽
LTC6268-10的另一个优势是其相当大的4GHz增益带宽积。实际上，你会发现，LTC6268-10能够找到和使用微小寄生电容，而其他运放则做不到这一点。通常情况下，阻值很大的电阻器由于其端到端电容的存在，在高频时其净阻抗开始降低。充分利用具较高增益TIA的LTC6268-10之4GHz增益带宽的关键是最大限度减小主反馈电阻器周围的反馈电容。尽管得到了最大限度的降低，LTC6268-10还是可以利用微小的剩余反馈电容来补偿反馈环路，从而将电阻器的带宽扩大到几MHz。以下是一个402k时的设计实例。
要从TIA电路获得最佳效果，良好的布局方法是必不可少的。以下两个例子显示，从一个采用402k TIA的TC6268-10（图3）得到了两种显著不同的结果。第一个例子采用一个0805电阻器和基本电路布局。在这种简单布局中，没有付出大量努力来降低反馈电容，所实现的上升时间大约88ns（图4），这意味着带宽为4MHz（BW=0.35/tR）。在这种情况下，TIA的带宽没有受到LTC6268-10的GBW，而是受到了反馈电容降低了TIA的实际反馈阻抗（TIA增益本身）这一事实的。从根本上来说，这是一种电阻器带宽。402k阻抗在高频时被其自己的寄生电容降低了。从4MHz带宽和402k低频增益，我们可以估计出总的反馈电容为：
这已经相当低了，但是还可以更低，也许可以低得多。
通过采用一些额外的布局方法来降低反馈电容，可以增大带宽。请注意，我们在增大402k电阻的有效“带宽”。一种降低反馈电容的非常强大方法是，屏蔽产生该电容的E场通路。在这种情况下采用的方法是，在电阻器焊盘之间放置接地走线。这样一条接地走线屏蔽输出场，防止其达到电阻器的求和节点端，从而有效地将输出场分流到地。该走线很轻微地增大了输出负载电容。参见图5a和5b的图片，图5c是一个布局例子。
图6显示，仅通过仔细注意围绕反馈电阻降低电容的方法，带宽就可显著增大。带宽和上升时间从4MHz（88ns）变成34MHz（10.3ns），增大了8倍。用于LTC6268-10的接地屏蔽走线比用于LTC6268（参见LTC6268数据表）高速情况下的接地屏蔽走线宽得多，延伸在整个电阻器绝缘体下面。假定所有带宽都是由反馈电容引起的（实际上不是这样的），我们可以计算CF的上限：
较低阻抗时的光电倍增管（PMT）
光电倍增管（照片和x光片示于图7）可产生高于100万的光电增益，因而无愧于其相当高的成本。鉴于其固有的高增益，可以降低TIA增益，并把带宽扩展到单光子事件可被隔离的程度。PMT一个方便的特性是自激励，从局部宇宙辐射或其自己的热电子发射（当板极电压很高时）吸取能量，从而在输出板极上产生一种类狄拉克δ（Dirac-delta-like）函数的随机电子声脉冲。
不过，当在低增益条件下使用LTC6268-10时，必须谨慎地确保其数值为10的增益稳定性要求得到满足，否则就存在产生振荡的风险。Hamamatsu PMT不具备一个规定的输出板极电容，但是HP4192阻抗分析仪在其13MHz最大测试频率下测得的数值为10pF。鉴于该事实，1pF的反馈电容对于确保一个数值为11的视在噪声增益应该是足够的。
然而，PMT上的引脚长约3/4英寸（图8），而当LTC6268-10以1.82k的增益连接至它时，一个1.05GHz的持续振荡变得明显，同时伴随着针对暗电流声脉冲的预期响应（图9）。在LTC6268-10的周围尝试使用数值介于0.2pF和1pF之间的多种反馈电容器并无帮助。结论是：短的传输线在高频下改变了10pF极板的外观，因而将不能满足数值为10的增益要求。
当在一块新的电路板上把LTC6268-10放置在更靠近PMT本体的地方时（图10），振荡得到了抑制，并且实现了响应性能的大幅改善（图11）。安装的组件反馈电容为0.8pF（Murata GJM1555C1HR80）。电路板上的另一个变化是把反馈电阻器移到正面，从而免除了两个过孔。测量毫微微安培电流
与凌力尔特之前的任何放大器相比，LTC6268的偏置电流都要小两个量级左右，这就需要准确地测量毫微微安培电流，而测量微微安培电流都足够具有挑战性了。在生产测试中，速度是最重要的，因此采用了电容开关方法。在我们于试验台上进行的测试中，速度不是问题，检测电阻器是需要优先考虑的问题。
假定允许1mV运放偏移（实际上最大为0.7mV），所希望的分辨率为1fA，那么所需要的检测电阻器就是1mV/1fA=1TΩ。幸运的是，Ohmite公司制造了一种1T电阻器，采用长长的蓝色MOXll25封装。为了测量在各种不同的输入共模电压值时DUT（被测试设备）的输入偏置电流，采用了图12所示的电路。
通过移开电路板消除了电路板效应。即：把位于LTC6268同相输入下方的电路板移开并采用晶须连接方式通过空气把它连接至1TΩ电阻器。如在图13（正面）和图14（反面）中所见，这只把运放引脚、电阻器及其封装材料留在原位（悬于半空中）。
图15示出了时域响应，可在2.2秒时间里很好地实现稳定。过冲其实并不是传统意义上的过冲，而是改变总输入C所必需的电荷，实际上看似一个短期偏置电流。过冲的电压增量约为190mV，延伸的宽度大约为1.25秒。
总电荷可通过计算由图15中的电压过冲所形成的三角形之面积来估测：
对于Q=CV和一个200mV阶跃，总输入C可计算为Q/V=0.6pF。一种粗略的分配方案将是0.45pF用于LTC6268输入CDM，而另外的0.15pF则用于晶须和电阻器引线。输出噪声的测量值略低于1mVP-P，这与1fA的分辨率目标相一致。
结论
LTC6268-10显著减轻了TIA的传统问题：电压噪声、电流噪声、输入电容和偏置电流。该器件具极低的4.25nV/√Hz电压噪声、0.005pA/√Hz电流噪声、非常低的0.43pF输入电容、3fA偏置电流和4GHz增益带宽。
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