摘 要
本设计以dsPIC30F2010单片机为控制器，采用全桥DC/AC逆变电路和双极性SPWM控制构建模拟光伏并网发电系统。该电路不仅具有较高的效率和较低的THD，而且动态相应速度也较快，锁频锁相最多半个周期就能完成。MPPT的跟踪不仅准确，而且延时时间也极短。过流和欠压保护采用打嗝方式保护，电路的恢复瞬间既能实现锁频锁相功能，特有的软启动也大大的减少对电网的冲击。
关键词：太阳能，并网光伏发电系统,MPPT,锁频锁相，THD
ABSTRACT
A grid photovoltaic inverter was proposed and designed with MCU dsPIC30F2010, DC/AC power topology and SPWM control scheme. The inverter can almost meet the design specifications, and had not only good performance MPPT, phase lock，but also low THD,high efficiency and reliability. The hip protection scheme was adopted for undervoltage and over-current.
Keywords: Solar energy，grid photovoltaic inverter, MPPT, frequency and phase locked,THD
一、方案论证与比较
太阳能电池板价格昂贵，且光电转换效率低，因此并网型光伏发电系统的效率、最大功率跟踪MPPT、输出电压/电流的THD、锁频锁相等性能为关键核心指标。根据设计任务要求，以上述指标为方案评估指标，论证系统关键的方案如下：
1.1 光伏逆变器的SPWM控制波形产生方案评估
方案一：用分立器件电路产生，主要由三角波发生器、正弦波发生器和比较器组成，
但由于其电路复杂、灵活性差、调试困难等缺点，因此一般很少采用。
方案二：用专有集成芯片产生，虽然功能较强，输出波形质量较高，但是灵活性差、采用性能优良的控制方法能力差、成本较高，不适合小系统的设计需要。
方案三：用单片机或者数据信号处理器等数字控制器实现，目前许多单片机都具有产生SPWM波的功能。采用单片机具有电路简单可靠、灵活性好、可以采用性能优良的控制方法，而且方便实现系统状态监控、显示和处理，使整个系统控制非常方便。
鉴于上述分析，选用方案三。
1.2 SPWM控制方法及功率电路评估
方案一：单极性控制方式，该控制方式仅用到一对高频开关，相对于双极性逆变具有损耗低、电磁干扰少；但其控制方式较为复杂。
方案二：双极性控制方式，该控制方式电流谐波分量小、易于消除，且其控制方式简单得到广泛应用。虽然本发电模拟装置功率小，但由于全桥电路不存在半桥电路的中点电压可能不平衡问题（如果中点电压不平衡，将使逆变输出的正弦波有直流偏量），所以功率电路采用全桥电路。
鉴于上述分析，选用方案二以及全桥功率电路。
图1. 光伏发电模拟装置系统框图
1.3 单片机选型
微控制器运算能力对系统性能有关键影响，方案评估如下：
方案一：采用PIC16F877A，该单片机为Microchip八位单片机，性价比高，但由于无硬件乘法器，运算速度较慢，很难满足该系统高性能数字控制要求。
方案二：采用dsPIC30F2010，该单片机嵌入DSP引擎，具有一个高速的硬件乘法器，拥有数字信号处理器的计算能力和数据吞吐能力，指令执行速度可达30MIPS，且性价比高，适合作为该系统的核心控制器件。
鉴于上述分析，选用方案二。
根据论证的方案，设计的光伏发电模拟装置系统框图如图1。系统各模块分析设计和实现如第二部分。
二、理论分析与计算
2.1 MPPT控制策略及实现
在本题条件下对光伏电池进行模拟，要使得DC/AC逆变器具有最大功率点跟踪（MPPT）功能，就是要使得Ud=Us/2；利用两个电压采样电路对直流稳压电源Us和输入电压值Ud同时进行采样，计算采样值Ud(输入电压值Ud对应的采样值)与电压计算值Us (输入电压值Us对应的采样值)的误差；将其误差转化为调制载波比的误差，对调制载波比采用增量式PI算法∆u(k)= u(k)-u(k-1)= Kp*[e(k)-e(k-1)]+Ki*e(k)进行调节，目的即是使得Ud=Us/2；通过调节调制载波比来调节功率输出的大小，实现：当输出电压Ud>Us/2时，增大调制载波比，使输出电流增大，从而使Ud(Us-Id*Rs)下降；当输出电压Ud (1) 确定比例系数Kp：去掉PI的积分项，可以令Ki=0使之为纯比例调节。比例系数Kp由0开始逐渐增大，直至Ud出现振荡；再反过来，从此时的比例系数Kp逐渐减小，直至Ud振荡消失。记录此时的比例系数Kp，设定PI比例系数Kp为当前值的60％~70％。 (2) 确定积分系数Ki：比例系数Kp确定之后，设定一个较大的积分系数Ki，然后逐渐减小Ki，直至Ud出现振荡，然后再反过来，逐渐增大Ki，直至Ud振荡消失。记录此时的Ki，设定PI的积分系数Ki为当前值的150％～180％。 (3) 对PI参数进行微调，直到满足性能要求。 2.2 数字锁相（同频、同相）控制策略及实现 并网部分要求工作时的负载电流必须与电网电压信号严格的同频同相，才能保证整个系统的安全运转，为了实现这个目标，通常使用锁相环来实现，本次设计用软件方式实现锁相，具体实现方法为： 利用两个正弦电压过零检测电路将模拟电网电压的正弦参考基准信号和电流反馈uf正弦信号分别转换为与其同频同相的方波信号，再利用dsPIC30F2010单片机的输入捕捉功能（引脚IC2/IC1）分别对两个方波信号的上升沿和下降沿捕捉后进行中断处理。 锁频锁相考虑到实际使用的情况，采用了强制锁频锁相的方法，因为此方法在系统频率和相位有偏差的时候能快速实现跟踪避免了过大的系统冲击。即在每半个周期对基准方波捕捉上升沿和下降沿，计算周期实现锁频，同时也在下降沿的时候强制输出相位为0，而上升沿的时候强制输出相位为180度，从而实现了快速的同频同相。而模拟电流相位偏移的反馈线圈，我们再软件中也进行捕捉，如果与输出的正弦波相位出现偏差，则对输出的相位进行调整使得基准的正弦波和模拟的电流正弦波实现锁相功能。 2.3 提高系统效率方法 光伏发电装置的主要损耗有功率开关器件、滤波电感以及控制电路功耗。为提高系统效率，可采取选择合适的开关频率、性能优越的开关器件（通态电阻小、开关时间短）、增大滤波电感以减小电流纹波以及开关器件吸收电路。利用较粗的线绕制电感也可以减少电流损耗提高效率。提高MPPT精度可以提高光伏电池利用率，即也提高效率。 2．4 滤波参数的计算 逆变器交流输出电压频率fo=45~55Hz，逆变器开关频率设为20kHz，滤波器的转折频率一般为(5～10) fo。为减少输出功率的无功分量，滤波电容的电流不大于额定输出电流的1/5。满载时输出电流Io=0.5A，即Io1=1A（此时Uo1=14V），则电容电流不能大于0.2A,滤波电容C3为: ，取4uF/250V的CBB电容。 在滤波电容C3设计基础上，根据滤波器截止频率以及电感电流纹波要求，设计输出滤波电感L1=3mH。滤波电感设计结果：磁芯：High Flux的CH467060；匝数：191匝；线圈：1mm漆包线；线圈损耗：1.75W；因电感的高频交流励磁小，磁芯损耗可忽略不记；磁芯最大工作磁密：0.27T，交流磁密：0.09T。 三、电路与程序设计 3.1 DC/AC主电路与器件设计 主电路原理图见附录图1-(a)。主回路拓扑选择全桥逆变电路，上桥壁两个管子的漏极端需要一个浮点电压，因此选择IR2110实现高端驱动。 由于输入Us为60V，为保证开关管不被击穿并留有一定裕量设计选择IRF540（耐压100V、额定电流27A、通态电阻70mΩ）。 图2. 主程序流程图 由于有无功功率回馈到输入侧，且功率场效应管体二极管性能差，全桥逆变电路的功率场效应管反并肖特基二极管为STPS8H100D（耐压100V、压降0.58V、额定电流8A）。 为减小输入端电压纹波，无功功率不回流到光伏电池，Ud端并电解电容1440uF/100V。 3.2 控制电路及控制程序 3.2.1 程序设计 主程序流程图如图2。程序设计思想：为节约dsPIC30F2010的CPU资源，将显示部分功能放在主程序中，而将PWM输出改变程序、采样程序和输入捕捉功能设置中断，在相应中断子程序中进行相应的处理。 3.2.2 控制电路 控制电路原理图见附录图1-(b)。用于锁相信号转换的正弦波过零点检测电路如图3，用于MPPT的输入电压采样电路如图4，输出电流采样电路如图5。 图3. 基准正弦波过零点检测电路 图4. 输入电压采样电路 图5. 输出电流采样电路 图3的uREF输入的基准正弦波通过过零检测电路转化为方波输入到单片机捕捉引脚，并与采样的输出正弦波对比，通过程序控制实现同频同相。 图5的输出电流采样的值经过差分放大和经过绝对值电路整形，再经过RC滤波送到单片机A/D端口，实现过流保护和显示，以及SPWM的电流环控制（由于时间紧，实际系统未采用电流内环，但电流内环控制可以提高系统动态响应速度，改善THD） 3.3 保护电路 欠压保护：Ud端用两个电阻R7和R10的分压，经单片机A/D采样与设定的保护阈值比较，如果超过阈值，单片机停止输出SPWM，实现欠压保护。当欠压保护后，单片机将间隔5秒不断采样，如果欠压故障排除，则恢复工作，即采用打嗝方式保护。 过流保护：故障保护思想与欠压时相同，也是采用打嗝方式保护。 四、测试方案与测试结果 4.1测试方案及测试条件 4.1.1测试方案 系统测试方案框图如图6。在Ud端并万用表测Ud值，在输入输出端各串一个电流表测Id、Io，在逆变器输出端连接一电能质量分析仪，测逆变器的输出频率（锁频指标）、THD、输出功率、电压；uREF由函数信号发生器提供。 4.1.2测试仪器 信号发生器：固纬SFG-1003；电量测量仪:杭州远方PF9811；示波器：美国泰克TDS2012B；万用表：FLUKE 87III；滑动变阻器:BX-7-11(10Ω/4.5A)，BX-7-14(100Ω/2A)。 4.2 测试结果（测试时RS、RL用滑动变阻器） 4.2.1 最大功率跟踪MPPT 表1 系统MPPT的Ud测试指标（Us=60V） RL(Ω) Ud(V)/误差 30 32 34 36 RL(Ω) Ud(V)/误差 30 32 34 36 表3 系统锁频的测试指标 4.2.3 效率η 当US=60V，Ud=30V，RS= RL=30Ω时， 4.2.4 总谐波畸变率THD 表4 光伏模拟发电装置总谐波畸变率THD RL(Ω) THD 注：由于定制的隔离升压变压器质量差，磁芯饱和较严重，接隔离变压器时，输出电压畸变变严重。如果用自耦调压器代替变压器（此时，自耦调压器的输出端接到逆变器的输出侧，调整匝比等于1：2），THD将均在1.8%以下 4.2.5 相位跟踪测试 表5 相位跟踪测试指标（Rs=RL=30Ω） 相位差 fREF(Hz) (o) 45 47 49 50 51 53 55 4.2.6 保护测试 a. 输入欠压保护 保护动作的电压值Udth=25.00V。当故障排除后，系统能自动恢复。 b. 输出过流保护 保护动作的电流值Ioth=1.50A。当故障排除后，系统能自动恢复。 4.3 测试结果分析 根据测试实验结果，设计调试的光伏发电模拟系统所有指标都符合设计要求。因我们的电路PCB是原搬上次比赛锦吉学长他们的，故仍然存在以下问题导致的部分指标值仍不够良好：1.由于所购买的隔离变压器质量（磁心饱和和漏感大）存在问题导致输出端接上隔离变压器后THD会变大较多，此外也将影响相位跟踪性能；2. 驱动电路与反馈电路未进行隔离以及PCB布板不很合理，控制电路可能会受到干扰。 五、结论 此次电路硬件不变，但软件采取了新的控制方法，特别是锁频锁相采取的思路比较不同，而且也取得良好的效果。 优点： 动态性能好，无论锁频或锁相都最多只要半个周期就能完成响应，稳态性能符合要求。且MPPT调节很准确，响应速度也较快，保护性能良好，能正确动作。且在电路恢复正常时立马可以锁频锁相，几乎没有任何延迟，对系统冲击小。 缺点： 1.周期采样值不要每半周期就更新，因为上升沿和下降沿的误差分开补偿无法准确，导致得到的周期采样值值不准确。故综合考虑动态性能和稳态性能，应该在同一个上升沿或下降沿测量，甚至可以采用求平均值牺牲一些动态性能来改善。当然也可以用软件的watch观测PTPER的变化规律，用比平均值更好的算法求得周期值------影响锁相，导致畸变和显示频率的准确性不够好 2.锁相可以考虑一个周期只锁0度或者180度，这样也可以降低一个周期波形的畸变，只是锁相的效果不确定能很好 3.阻感负载程序是锁一边的，得到的可能误差较大，可以考虑锁两边，综合分配误差 4.保护恢复时也可以加入软启动，进一步降低对系统的冲击 5.采用单极性控制以提高效率和大大的降低THD 六、参考文献 1.何礼高. dsPIC30F电机与电源系列数字信号控制器原理与应用[M].北京：北京航空航天大学出版社，2007. 2.王兆安，黄 俊.电力电子技术[M].北京：机械工业出版社，2000. 附 录 附录1：光伏模拟发电装置电路原理图 (a) 逆变器主电路及供电电源电路原理图 (b) 控制电路原理图 附图1. 光伏模拟发电装置电路原理图 附录2：光伏模拟发电装置部分实验波形 锁相实验波形(Us=60V，Rs=Rl=30Ω) a．PF=0.95 b．PF=0.85 c．PF=0.73 d．PF=1.00 附录4：光伏模拟发电系统重要源程序 #include #include "Config.h" //系统配置文件 #include "LCD.h" //LCD配置文件 #include "SPWM.h" //SPWM文件 #include "Lockfp.h" //锁频锁相文件 #include "MPPT_Protect_Show.h" //MPPT和保护显示文件 #include "Debug.h" //程序调试文件 int main(void) { LCD_init(); //LCD初始化 SPWM_Init(); //初始化SPWM PTCONbits.PTEN=1; //时基开启，开始产生SPWM波 Capture_Init(); //初始化捕捉模块,用于锁频锁相 T2CONbits.TON=1; //启动配合捕捉模块的T2定时器 while(a<0xc000) { a+=1639; delay_ms(100); } //实现软启动，等待器件稳定工作 MPPT_Protect_AD_Init(); //MPPT及智能保护初始化 ADCON1bits.ADON=1; //AD开启 LCD_disp_str(0,0,"welcome!"); LCD_disp_str(1,0,"made by fuda"); delay_ms(1000); LCD_write_command(0x01); //清除屏幕显示 delay_ms(500); //清屏后要有一定延时才能再次写数据显示 while(1) //等待中断 { delay_ms(1000); //降低显示刷新的频率，防显示跳动 LCD_disp_FU(); //调用显示频率电压 }
表2 系统MPPT的Ud测试指标(Us=50V)RS(Ω) 30 30.02 30.01 30.00 30.03 33 30.04 30.03 30.03 30.02 36 30.05 30.05 30.04 30.03
4.2.2 锁频RS(Ω) 30 25.01 25.01 25.03 25.00 33 25.05 25.04 25.03 25.02 36 25.05 25.06 25.02 25.05
表中的fREF为函数信号发生器提供的基准正弦波频率；fF为逆变器输出的正弦波频率。fREF(Hz) 45 47 49 50 51 53 55 fF (Hz) 45.006 47.008 48.991 50.002 51.013 53.027 55.008 误差 0.02% 0.09% 0.10% 0.14% 0.10% 0.10% 0.07%
注：上述测试时，输入电压Us=60V,Ud=30V。RS(Ω) 30 32 34 36 30 3.2% 3.3% 3.3% 3.4% 33 2.9% 3.1% 3.1% 3.2% 36 2.8% 2.9% 2.9% 3.0%
注：相位差指信号发生器的基准正弦波与逆变器输出波形的角度差；负载功率因数PF=1.00时，表示负载PF为纯阻性负载，其余为阻容，如PF=0.7时，其阻抗角为PF 1.00 0 0 0 0 0 0 0 0.95 2.11 3.05 2.82 3.06 2.20 1.91 0.79 0.85 5.83 4.40 3.35 2.88 3.12 1.91 1.19 0.73 6.16 3.38 2.12 1.44 2.39 2.10 0.59
