William  K. Saunders

14.1  CW雷达的简介及其优点

雷达的一般概念是发射脉冲能量并测量脉冲往返的时间以确定目标距离。很早就知道，CW具有测量多普勒效应的优点；若采用某种编码，则还能测量距离。

CW雷达的优点是设备简单，发射频谱窄。后者减少了无线电干扰问题，并使所有的微波预选、滤波等变得简单，即对所接收波形的处理也容易了，因为中频电路所要求的频带很窄。同样，在采用固态元件方面，由于峰值功率一般比平均功率大不了多少，特别是当所需要的平均功率能为单个固态元件所承受时，CW就更加引人注意了。

CW（非调制的）雷达的另一个非常明显的优点是，不论目标的速度有多大，相距的距离有多远，它都能处理而没有速度模糊。可对脉冲多普勒雷达或是MTI雷达而言，要具有这一优点，处理就得相当复杂。当然，非调制的CW雷达本身基本上不能测量距离。调制的CW雷达总要做不希望的折中（例如，在距离模糊和多普勒频率模糊之间的折中），这是相参脉冲雷达的致命弱点（参见第15章～第17章）。

由于CW雷达发射其所需的平均功率时有着最小的峰值功率，并且又具有很高的频率分集性，因此不容易被侦察设备探测到。特别是侦察接收机依靠脉冲结构产生声音指示或视觉指示时，这一点更为正确。警用雷达和某些低电平人身探测雷达具有这种奇妙的特点。即使是用最简单的视频型式斩波接收机，也不能在足够的距离上报警，从而不便于采取措施。

不能说CW雷达有这么多优点而没有相应缺点。信号泄漏，即发射机的发射信号及其噪声直接泄漏到接收机是CW雷达存在的一个严重问题。Hansen[1]、Varian[2]及其他作者早就认识到这个问题。事实上，从CW雷达的历史可以看出，由于有信号泄漏，因此一直都在力图提出巧妙的方法，以取得所要求的灵敏度。

14.2  多普勒效应

在许多物理文献中都有对于多普勒现象完整的叙述，Skolnik[3]一书（第3章中的第68～69页）着重在雷达方面做了讨论。

当雷达发射机和接收机在同一位置时，多普勒频率f d符合下列关系式

式中，fT 为发射频率；c为传播速度，3108 m/s；Vr为目标对雷达的相对速度（或径向速度）。

因此，当相对速度为300 m/s时，在X波段的多普勒频率大致为20kHz。换句话说，在这个频段上，1ft/s 相当于20Hz。按比例计算是处理其他微波频率或速度的一种便利方法。

和脉冲雷达一样，对于采用快速调频的CW雷达要检测多普勒频率而又没有模糊，就必须使调制频率比所期望的最高多普勒频率高一倍。如果这个频率本身低于多普勒频率，就有盲速和模糊存在（盲速的定义是使目标看不见的相对速度）。这将在第14.10节中做较详细的讨论，还可参阅第15.3节。

14.3  非调制的CW雷达

频谱展宽

下面就一部在半主动系统中用于照射目标的大型CW雷达进行讨论，此雷达用于截获或报警。其最基本的方框图示于图14.1。就设备的主要作用来说，尽管有时用小幅度的AM或小频偏的FM来进行编码以提供距离的粗略指示，但发射信号仍可以认为是非调制的CW。选择的调制频率应高于所关心的多普勒频带，电路设计应尽可能把基本噪声减到最小。

图14.1  CW雷达的基本框图

圆锥扫描也有一个频谱展宽的问题。在这种情况下，希望扫描频率选得低于任一有用的多普勒频率，这样选择的结果使圆锥扫描频率就像小幅度的边带一样出现在设备所取出的多普勒频率上。因此，这些次要的东西大都可被忽略掉，并可以假定是一个非调制的CW发射加上一个没有引入有意调制的接收机。

微波源的噪声

噪声的主要问题在于微波源本身。所有的速调管、三极管、固态源等都产生可以测量的噪声边带，其频带都超出了任何可能的多普勒频率。除非微波源特别差，否则这些噪声边带可分为两部分：一部分相互之间及与主载频的谱线之间的相位关系构成AM（幅度调制）；另一部分构成调制度很小的频率调制或相位调制。与载频相差一定频率的AM分量一般要比相应的FM分量低很多分贝。此外，平衡混频器、限幅器及其他设计技术都可以用来抑制AM噪声。因此，FM噪声通常对CW雷达影响较大。

在偏离载频10kHz处的1Hz*带宽中，一支好的速调管放大器的FM噪声大概要比载频低133 dB。该放大器是由采用有源或无源FM稳定器的速调管振荡器来激励的。噪声功率在偏离载频较大时，大致按1/ f 2减小。相应地，AM噪声比载频低150~160 dB。由于CW雷达的本振信号通常由发射机供给，因此也会带来相当比例的噪声。当噪声分量相对于载频小于上述比例时，就不会在任何滤波过程中损失过多的目标能量。除此之外，还必须考虑由信号泄漏和杂波信号带入接收机的噪声成分能量。如果振动引起信号泄漏通路的长度发生变化，则问题就更严重，因为这种效应产生的谱线可能直接出现在所关心的多普勒频带中。

杂波产生的噪声

杂波（即由地面、雨滴等所产生的不需要的反射波）将发射功率及其噪声边带反射回到接收机中。假定一工业区在每平方米被照射的地面上具有0.1m２的杂波截面。只考虑一块离雷达站2.5～3.5km处（35dB，其中是相对于1m的分贝数）的区域，用波束宽度为0.1rad的天线进行照射时，其反射截面积大致为

假定在较远的距离上有一个目标，还假定在1kHz带宽内需要有+22dB信噪比后，才能得到适当的检测概率和容许的虚警概率（这里包括+10dB的接收机噪声系数容差）。如果目标产生10kHz的多普勒信号，则杂波信号的噪声在偏离10kHz处应不超过-144dBm*+22dBm＝-122dBm。如果假定发射机在1kHz带宽的噪声边带比载频低103dB，则杂波信号应不超过-19dBm。假设在X频段的天线增益为+30dB，发射功率为+60dBm，则得

 （功率）  （G2） （ 2） （3） （ ） （R4）

-19dBm ＞+60dBm + 60dB - 30dB - 33dB + 45dB - 140dB

 ＞-38dBm或有一个满意的19dB余量

必须注意，这里假定发射机噪声很小，而杂波中心位于约3km距离处（这里忽略了相关效应，参见下文）。

为了方便起见，也可用另一种方法来表示发射机的FM噪声边带。只考虑噪声中的单一调制频率或谱线fm，其峰值频偏为FP，按照FM公式，载频的峰值幅度为J0(FP / fm)，而且每个最近边带的峰值幅度为J1(FP / fm)[4]。如果自变量很小（在我们的计算中就是这样），则贝塞尔函数可近似地表示为

于是，载频功率和第一谐波单边带中的均方根功率之比为FP 2/4 fm2，双边带的功率与载频功率之比（这个量通常是感兴趣的）为

   （14.1）

在10kHz调制频率时，1Hz的峰值频偏表现出的双边带的噪声与载频之比为1/2(1/104)2或为-83dB。如前面举例中所采用的-103dB的（在调制频率为10kHz时的双边带）发射机应具有峰值频偏0.1Hz，这些数字仅对特定带宽（在现在的情况下为1kHz）才全部等效（仅在特定的雷达中，噪声以带宽来表示时使用Hz才方便）。

峰值信号的概念当然只与正弦波有关。但对于随机噪声来说，用均方根值来表达更有意义。在给定频率和带宽时，噪声功率与具有某一峰值或均方有效值的正弦波产生的功率是等效的[5]。

为了进一步的进行计算，必须讨论相关效应。当发射机产生FM噪声时，可以认为它以不同的调制频率和小的频偏进行FM。例如，当我们来考虑这些调制频率中的一个频率时，如果是低频，而且所产生的信号泄漏或杂波的延迟时间很短，则接收信号的载频与正在发射的载频几乎相同，也就是去相关很少，但对于噪声频谱中较高频率而言则有较大去相关。此外，这种效应是随距离做周期性变化的：对任一给定的正弦调制频率所产生的FM噪声，开始时随距离而增加，而后当超过一定的距离时就随之减小。在的距离上出现零点。这里，fm为正弦调制分量的频率；c为光速；n为任意整数。

然而，一般处理的不是正弦调制分量，而是噪声。因此，上述的离散零点意义不大。同时为了便于计算，假定信号在频率f l逼近时去相关，并有f l=c/8R。某些比f l高的频率在特定的距离上没有问题，然而比f l低的却有问题。此外，下面公式将指出，接收信号的频偏可以比发射机的信号大一倍（发射信号向下摆动，而回波信号可能向上摆动）。

FM信号与其经时间延迟T=2R/c后的信号混频，混频后的中频频谱中的第一个谐波边带的峰值电压为[6]

而载频的峰值电压为

两个公式中的为载频的最大频偏。如前所述，,，。因此，单边带功率与载波功率之比为

而双边带功率与载波功率之比为

  （14.2）

这个公式的最大值为，它与中频的最大偏移相符合，即比发射频率的频偏（式14.1）大一倍。

当数值较小时，双边带的功率与载波功率之比可表示为

   （14.3）

这是个有价值的公式，表明当FP是常数时（许多速调管就是这样），其相关噪声功率与频率无关而与距离有直接关系。

根据式（14.2）和式（14.3）的近似计算可画出一条方便的曲线（如图14.2所示）。此曲线给出接收机的噪声与发射机测得的噪声的比值。曲线的虚线部分仅反映式（14.2）的近似值。

图14.2  相关效应对噪声的抑制

前面提出的问题现在可以得到解决。杂波中心点被取在位于3 km处或为210-5 s时。感兴趣的频率为104Hz，因此fmT = 0.2，超过了噪声相关的范围。

非调制的CW雷达几乎到零距离都要和杂波做斗争。若是没有相关效应，则将是不可能的。对于给定的天线波束，被照射杂波区的宽度随着的减小而减小，但是在雷达方程里有一项1/R4的因子，使杂波强度随1/R3而变化。相关效应表明，对固定的噪声频率，相关噪声边带随R2而降低［式（14.3），T=2R/C］，因此它只有1/R的上升速率表示杂波功率的积分似乎是发散的，但是一直被忽略的两个因素却在很近的距离内起着决定性的影响：第一个因素是由一定高度天线发射的波束和地球的截面是双曲线的内侧而不是如上所述的扇形；第二个因素是在近距离时杂波处在天线的菲涅耳区，远场增益的公式不再适用。更细致的分析采用这两个因素中的任一个，其积分可以证明是收敛的。

Shreve[7]推导出的双边带噪声功率的公式，采用了菲涅耳区的界限RF = D2/作为积分的下限。根据上述参数，且应用公式可以算出杂波的相关噪声功率值为-117dBm。这相当于单个天线在严格地平线上对着非常强杂波（0.1m2 /m2 ）时的极端情况。

用较实际的方法来观察这个问题便可以看出，很近距离的杂波和信号泄漏几乎是等效的。装在地面的CW雷达为了有最大的灵敏度，必须采用两个天线，这就同时减小了信号泄漏和近处的杂波，因为没有一个近处的点能同时位于发射波束和接收波束两个主波瓣之内，而且如下所述，通常还采用信号泄漏对消及近距离杂波对消的办法。

上面讨论时假定雷达中采用的本振是由发射机引入的或是利用伺服机构与发射机频率锁定的。该伺服机构具有足够高的频率响应，足以覆盖所关心的多普勒频带和噪声频带。

颤噪效应

颤噪效应能在信号泄漏上引起附加的噪声边带，有时偶然也在杂波信号上造成附加的噪声边带。如果结构笨重，则颤噪效应在低频时最大，这时它可由直通伺服系统抵消。因此，颤噪效应最重要的作用是使直通调零的微波元件及微波电路的其余部分无论如何都应尽可能地坚固[8] ，通常采用块状结构形式。在少数情况下，当机载高功率CW雷达采用单个天线加上收发转换开关或是采用成对的天线时，其机械设计难以解决，尤其是在地面雷达中，风扇、驱动电机、电动发电机设备、转动铰链、制冷机等都是非常难解决的问题。

扫描和目标特性

除了由发射机噪声和颤噪效应所产生的频谱展宽外，还有目标特性和天线扫描所造成的CW能量的展宽。一般来说，即使是由快速闪烁的飞机目标引起的展宽，其能量也仍在正常的多普勒带宽之内。滤波器通常是根据截获的问题或目标上的时间而不是根据反射信号的内部特性来设置的。快速天线扫描能使杂波产生的频谱大大地加宽。若不是典型天线的波束具有特定的图形，则扫描时杂波产生的瞬变现象将更加严重。

一种近似的分析是假定天线的双向高斯增益为。其中， 是从波束轴线测得的角度， B是天线半功率点之间的波束宽度。我们要讨论的是在1/2( B =1)处下降3dB的双向辐射图。如果天线每秒扫描180，则我们需要用a = 9×104的傅里叶变换，其形式为。当2/（3.6×105）=6.9，即  = 1575和f = 250Hz时，它就下降到其峰值的1/1 000（60dB）。

实际天线方向图产生的瞬变现象比高斯形状产生的瞬变现象要差些。接收机中的限幅相当于改变波束的形状[9]。对某一窄波束天线的方向图，天线的扫描速度都有一定的。实际上，除了非常慢速的目标外，机械通常可避免麻烦，但是在采用非机械扫描方法时可能会变差。

14.4  微波源

主振功放（MOPA）链

对CW雷达的特殊要求是在整个发射机链电路中除了采用高稳定管子、低噪声电源以外，往往还加稳压以减少系统的总噪声。本章的14.5中将从理论上讨论FM和AM噪声的任一种测量方法，均可使其加以改进，以便产生抑制噪声的伺服系统。基于实际考虑产生的各种方案中，最简单的是在速调管激励器和功率放大器之间接入一个高Q空腔谐振器。一般采用的Q值为20 000～100 000。空腔谐振器的主要作用是使附加的电抗元件直接与速调管腔体并联。对高质量的反射速调管，其FM噪声在偏离载频10kHz的1Hz频带内要比载频处的噪声低110dB，采用高Q空腔谐振器作为无源稳定器后，可把相应的FM噪声减到比载频处的噪声低130～135dB，其代价是功率损耗约11dB，在大部分有用的频率上噪声可以改善20～25dB。因此，用这个方法在多普勒频率上对AM噪声电平改善效果是不显著的。

必须记住，这仅仅是对稳定的激励器才能达到的结果，对功率放大器所产生的任何噪声未计入影响，同时，如上所述，除非本振由功率放大器的输出产生（当然，这不可能在脉冲多普勒系统中实现），否则这个噪声是非相关的。幸好，由高稳定电源激励的功率放大器增加的剩余噪声（或附加噪声）非常小（如图14.8所示）。

要注意，基本型“隼”式地对空导弹系统照射器发射机上使用的是磁控管而不是主振功放（MOPA）链。这一选择考虑了系统的价格、可实现性、重量轻和高压低等要求。较新型号的“隼”式使用了静噪速调管。Banks[10]的文章对“隼”式导弹照射器进行了概述，包括一个噪声衰减环路（馈通为零）和一个发射机稳定微波电路，后者的一个有趣的特性是它采用的球形腔比起通常的圆柱体腔在振动时更稳定。

有源稳定

在MOPA链电路中，所有有源的稳定方案都采用高Q空腔谐振器作为基准元件。空腔谐振器应与电子管隔离，以使它只起测量器件的作用，而没有由于其电纳的频率响应而产生频率牵引。

对反射式和传输式空腔谐振器来说，由Grauling和Healy[11]修正后的有用公式如下。对匹配的反射式空腔谐振器有

式中， 为反射系数；；Q为空腔谐振器的无载Q值；QL为空腔谐振器的有载Q值；Z为朝空腔谐振器看去的归一化阻抗。除了载频（Vc）和边带（Vsb）能通过之外，传输式空腔谐振器也具有类似的特性。对传输式空腔谐振器而言

（所有耦合系数已假定等于1）。其中，Vi为输入电压，V0为输出电压。用少量代数学知识即可看出，  和Vsb的频率响应项的形式相似。在稳定系统中，f-f0保持很小，而反射式

传输式

可以期望，不管频率多高，在减小时对稳定性起相同的作用。这里忽略了两个因素：（1）空腔谐振器仅具有有限的线性范围，fm的数值较大时产生的边带能在这个范围之外；（2）为了稳定起见，腔体后的伺服系统在较高频率时必须具有向上弯曲的频率特性。

最简单的稳定电桥直接由传输式空腔谐振器和反馈式空腔谐振器构成。传输式空腔谐振器电桥的组合如图14.3所示。

图14.3  传输电桥（视频型）

移相器是用来使Q检波器（或称正交检波器）接收有90o相位差的信号*，首先仅对FM灵敏。若是需要AM稳定的话，则通常也仅在甚低频。例如，由电源所引起的AM，如图14.3虚线所示，加上/2移相和I检波器（相参幅度灵敏检波器）便能满足这种需要。关于伺服常数的讨论将在本节末进行。

传输式空腔谐振器电桥有一个明显的缺点就是载频在微波电路中没有被抑制。由于担心晶体损坏和在混频过程中超出线性范围而需对总的输入功率加以，因此有用信号功率在相当低的电平上要与晶体产生的热噪声竞争。

反射式空腔谐振器的优点是，如果发射机调谐到空腔谐振器的频率上，则相当大一部分的载频功率被吸收掉。这就大大地排除了饱和的问题。

Marsh和Wiltshire[12]推荐了特别引人重视的电路（如图14.4所示）。它是最早成功的FM噪声测量仪的基础，并运行稳定[13]。它是惟一一种能去掉大部分载频功率以避免混频器晶体饱和的电桥。其作用的关键是平衡元件，能在谐振时精确地匹配空腔谐振器的反射。

图1和Wiltshire微波电桥

在谐振时，空腔谐振器几乎是一个完全的吸收器，而且剩余反射可用可调的短路器和可变衰减器吸收掉。当频率变化时，空腔谐振器产生的电抗分量改变了平衡。至少对于小的频偏会产生抑制掉载频的双边带信号，要仔细地调整。载频可用手控平衡电桥或固定平衡电桥抑制40dB，如果空腔谐振器或微波源是电子调谐的或是热调谐的，则可抑制60dB，使2W功率可用手控调谐法处理，而如果用伺服调谐设备处理，则可高达1000W。电路的平衡如图14.5所示。

图1微波电桥（示于图14.4）所用的中频电路

如图所示，经适当移相的发射机二次采样值在并联通路中进行处理，并用做再次注入的载频，以便在I检波器中恢复边带。由于图中下部的通路是非色散的，又由于边带很小（上述所有静噪电路所应有的），因此大信号在再次注入的过程中可以被看成为一个本质上是纯的载频。本振必须是相当静噪的，而放大器的相位延迟必须是匹配的。

图14.6给出了伺服回路的增益。图14.7给出了3条曲线：A为自激振荡器的FM噪声；B为稳定振荡器的FM噪声；C为根据伺服回路的增益和噪声分析而得到的预期理论改善曲线。

  图14.6  频率控制回路的增益频谱 图14.7  发射机的噪声频谱

A. 自激调频；B.闭合回路调频；

C. 自激调频除以控制回路增益调频

有关结构的细节和结果的讨论可参阅本手册的第一版（1970年）或参考资料12。

功率振荡器的稳定

上述的有源方法也可用做功率振荡器的稳定及激励器的稳定。测量电桥不变，但是伺服电路必须改成在高压状态下工作，并在某些情况下能提供相当大的功率，因为多腔速调管和正交场器件（例如磁控管和泊管）仅能由其高压大电流电源来调制。事实上，这些“不灵活”的器件对伺服电路的设计提出了更严格的要求。下载本文