孙丽飞,田小建33,刘　鹏,单向东

(吉林大学电子科学与工程学院,集成光电子国家重点实验室,吉林长春130023)

摘要:在大功率半导体激光器(LD)的温度控制系统中,针对其控温执行器件半导冷器的驱动特性,设计了一种基于单片机的高精度脉宽调制(PW M)功率驱动器。以C51单片机为控制核心,采用12bit 的D/A转换器,确保了整个系统具有较高的控制精度。采用切换D/A基准电压的方法解决了扩大系统动态范围与提高控制精度之间的矛盾,提高了系统的性能价格比。提出了一种防止M OSFET H2桥桥臂“直通”现象的新型电路“D触发器2阻滞延迟电路”。输出电压误差率为014%。

关键词:脉宽调制;数字功率放大器;H桥电路

中图分类号:T N72217+5　　文献标识码:A　　文章编号:100520086(2004)0921026205

H igh Precision PWM Pow er Ampli fier B ased on Thermoelectric Cooler

S UN Li2fei,TI AN X iao2jian33,LI U Peng,SH AN X iang2dong

(C ollege of E lectronics Science and Engineering,Integrated Optoelectronics S tate K ey Lab.Jilin University,Changchun 130023,China)

Abstract:In the system of temperature control of high2power semiconductor la ser(LD),a high2precision pulse width modulation(PWM)power amplifier wa s de signed ba sed on the characteristics of temperature controller(thermoelectric coolers)by using single chip micro2computer.With the single chip micro2computer C51a s the central controller and12bit D/A converter,the system gained higher control accuracy.The conflict between dynamic range enlargement and controlling precision improvement wa s eliminated with the method of DAC norm voltage s switching,and so,better co st2per formance can be achieved.A new circuit D trigger2block delay circuit wa s also put forward to prevent MOSFET H2bridge arms from cro ss2connection. The output voltage error is0.4%.

K ey w ords:pulse width modulation(PWM);digital power amplifier;H2bridge circuit

1　引　言

　　大功率半导体激光器(LD)在光通信系统中起着重要的作用。LD的输出波长、电流阈值、最大输出功率和最小功率波动都直接受到工作温度的影响,所以工作温度对于LD管十分重要,必须给LD提供恒定而且能够精密调整的工作温度。半导冷器(TEC)是大功率LD温度控制系统中的核心器件。TEC的驱动模式包括线性模式和脉宽调制(PW M)模式。线性驱动模式与PW M模式相比,效率低,热功耗大[1]。但是,利用PW M模式驱动TEC,纹波电压必须小于10%,这样才能保证TEC的正常工作。本文设计的数字化PW M功率放大器解决了TEC驱动问题。数字化PW M功率放大器与其它类型功率放大器比较有很多优点:同线性功率放大器相比,PW M功率放大器工作在开关状态,具有可靠性高、热功耗小及电源效率高(可达90%以上)等优点;同传统的模拟PW M功率放大器相比,数字化PW M功率放大器与单片机结合,程控性能好、易于操作、分辨率和精度提高;数字化PW M功率放大器的调制频率可在102～103H z之间选择,有着十分宽的频带。本文首先分析了PW M功率放大器的理论模型,给出其原理结构

光电子・激光

第15卷第9期　2004年9月　　　　　J ournal of Optoelectronics・Laser　　　　　　V ol.15N o.9　Sep.2004Ξ　　　收稿日期:2003212229　修订日期:2004204209

　3　基金项目:国家自然科学基金资助项目(60372061)

　33E2m ail:txj@mail.jlu.edu.cn

图,说明其工作原理;然后,对于PW M 功率放大器中的MOSFET H 桥电路特有的桥臂“直通”现象进行了深入的分析讨论,给出了实际的解决方案;最后,通过试验验证了上述方案的正确性。

2　PWM 功率放大器的数学模型

　　如图1所示,三角波信号U T 和控制信号U i 输出到比较器的2个输入端。U i 接收比较器的正输入端,U T 接负输入端。当U i >U T 时,输出电压U S 为低电平;U i

即三角波信号的频率。

图1　PWM 功率放大器原理图

Fig.1　Schem atic of PWM pow er driver

图2　PWM 原理波形图

Fig.2　W aveforms of PWM principle

　　如图2所示,T H =T (1-U i U TTP )

,T L =T

U i

U TTP

,周期T =T H +T L ,占空比q =

T H T =1-U i

U TTP

,U HIGH =

V CC R L

R ON +R L

。其中,R L 为负载TEC 电阻;R ON 为开关器

件导通电阻。输出电压U S 的数学表达式为

U S =

0　　nT ≤t T

2U i

U TTP U

HIGH nT +

T

2U i U TTP ≤t <(n +1)T -T 2U i

U TTP

0　　(n +1)T -

T

2U i

U TTP ≤t <(n +1)T

(1)

其中,n =0,±1,±2,…。对式(1)进行富氏级数展开

U S =

A 0

2

+

6

∞

n =1

(A n cos 2n πf T t +B n sin 2n πf T t )(2)

式中:第1项为直流分量U 0;第2、3项为谐波分量;

A 0

=(2/T )

∫

T

U S

d t =2qV

CC R L /(R L +R ON )。

　　滤除谐波分量后,负载两端的电压为　U L =q

V CC R L R L +R ON =(1-U i U TTP )V CC R L +

R L

R ON

(3)

　　输出电流最大值为　　　　I M AX =V CC

R L +R ON

(4)

　　输出电流为　　I L =

U L R L =(1-U i U TTP )V CC

R L +R ON

=qI M AX

(5)　　输出功率为　　P L =

I 2

L

R L =(1-U i U TTP )2V 2CC R L

(R L +R ON )2

(6)

　　可见,在电源电压V CC 一定的情况下,I L 与R L 成

反比,与q 成正比,减小U i 就可以增加I L ;P L 与q 的平方成正比,与R L 成反比。为了提高输出到负载的功率,需要选择导通电阻尽量小的MOSFET 器件,同时选择合适的滤波电路滤除谐波分量。　　利用二阶LC 滤波器,滤波器的截止频率为f 0,输入信号的调制频率为f T ,f 0νf T 。滤波网络用于减小流过负载的纹波,更重要的是保护系统免受电磁干扰的影响。由图3推导得

图3　LC 滤波电路

Fig.3　Circuit of LC filter

U L

U S

=1

1-ω2T ω2

(7)

即输出电压衰减的幅值为

　　　　A V =11-(ωT ω0)2=11-(f T f 0

)2

(8)　　可见对于直流分量A V =1,负载两端电压为

　　U L =U S A V =A 0

2+6∞

n =1

(A n

11-(2nf T f 0

)2+B n

11-(

2nf T

f 0

)2

)(9)

・

7201・第9期　孙丽飞等:基于半导体致冷器的高精度PW M 功率驱动器　　　　　　　　　　　　　　　　　

所以

U L ≈

A 0

2

+

6

∞

n =1

(A n (

f 02nf T )2+B n (f 02nf T

)2

)(10)

　　可见,f 0一定时,f T 越高,谐波分量越小,即纹波电压越小[2]。由于TEC 两端的纹波电压必须小于10%,所以对于数字PW M 功率放大器,选择合适的滤波器是非常重要的。

3　PWM 功率放大器结构图

　　PW M 功率放大器由3部分组成:控制部分,电压2脉宽变换器部分,开关式功率驱动部分。　　如图4所示,控制部分由AT C51单片机、键盘电路和显示电路组成。首先,利用键盘电路设定需要值,单片机内的控制算法程序将设定值转换为相应的输出量;然后,利用数模转换器将数字量转换为模拟量,该模拟量经由电压2脉宽变换器部分转换成PW M 脉宽调制信号,PW M 脉宽调制信号驱动开关式功率驱动器,功率驱动器驱动控制对象[3]。

图4　PWM 功率放大器框图

Fig.4　Frame of PWM pow er driver

　　电压2脉宽变换器由数模转换器、三角波发生器

和比较器组成。电压2脉宽变换器的作用是将控制电压信号转换为PW M 信号输出。三角波发生器能产生频率恒定的三角波信号,f T 由三角波信号的频率决定;功率放大器的控制精度由数模转换器的分辨率决定。对于整个系统而言,三角波信号发生器和数模转换器具有决定性的作用。本文采用12bit 的高精度D/A 转换器,确保了较高的控制精度。控制信号

U i =

U k

4096

U z 。其中U Z 为基准电压;U k 为单片机输

出的数字量。数字量每变化1个字,控制量U i 变换

为基准电压的0.024%。　　由　I L =(1-U i U TTP )I M AX =(1-U k U Z

4096U TTP )・

I M AX 　(其中U Z

　　可以看出,对应的U Z 越小,数字量每变化1个字

控制量U i 变化越小,则相应的I L 控制精度越高,但是

I L 的动态范围越小。为了解决提高控制精度和提高动态范围这两者的矛盾,我们利用单片机来切换D/A 转换器的基准电压。当要求比较高的动态范围时,采用高的基准电压;当要求高的控制精度时,则采用低的基准电压。这种设计在大功率LD 的温度控制系统中[4]取得了良好的效果。程序根据温度采样电路的采样值判定实际温度值与设定温度值之间的差距,实际温度与设定温度值差值较大时,采用高的基准电压,输出电流I L 具有较宽的动态范围,实际温度快速接近设定温度值;当实际温度接近设定温度值时,采用低的基准电压,I L 具有较高的控制精度,这样就解决了提高系统动态控制范围以及提高控制精度之间的矛盾。利用单片机使得利用模拟电路难于实现的功能得以简单实现,提高了系统的性能价格比[5]。　　开关式功率驱动器由H 桥结构的MOSFET 功率效应管及其驱动电路组成。MOSFET 具有较高的开关速度,较高的噪声容限和抗干扰能力,给电路的设计带来方便。

4　开关式功率驱动部分电路实现

　　由于TEC 要求的驱动电流是双向的,所以选择参数互补的MOSFET 组成桥式电路,如图5所示。

图5　MOSFET H 桥电路

Fig.5　Circuit of MOSFET H 2bridge

　　由于MOSFET 的导通电阻很小,所以有效地提高

了提供给负载的最大功率。控制OUT 1、OUT 2、OUT 3和OUT 4的电平就可以控制电流的方向,其中控制OUT 1与OUT 2的电平关系相反,OUT 3与OUT 4电平关系相反(设控制OUT 2、OUT 4的PW M 信号的占

空比为q )。取OUT 1为低电平、OUT 2为高电平,OUT 3为低电平和OUT 4为高电平,则Q 1、Q 2导通,Q 3、Q 4截止,电流方向从左向右,电流I 1=

・

8201・　　　　　　　　　　　　　　　　　光电子・激光　2004年　第15卷　

R L+2R ON

;取OUT1为高电平,OUT2为低电平,OUT 3为高电平和OUT4为低电平,则Q1截止,Q2截止,Q3导通和Q4导通,电流方向从右向左,电流I2

=-(1-q)V CC

R L+2R ON

。总输出电流I=I1+I2=

(2q-1)V CC

R L+2R ON

。可见,占空比不同则I的大小和方向也不同。q>0.5时,电流为正向;q=0.5时,电流为零;q<0.5时,电流为负方向。由于开关器件的开通或关断需要一定的时间,因此,上、下桥臂状态转换时,开关器件有一个共同处于放大状态的交叉区间,导致桥臂短路,“直通”现象发生。在上、下桥臂状态转换时插入一段“死区”时间,即确保先完全关断后再开通,这样就可以避免这种情况的发生。同时,在保证MOSFET桥不出现“直通”现象的前提下,尽量减小延迟的时间,以保证功率放大器输出的线性度。采取单稳态电路,利用RC充放电来控制时间,稳定性不高,并且很难达到高精度。因此,我们设计了防止MOSFET桥桥臂直通的D触发器—阻滞延迟电路,如图6所示。利用D触发器在时钟上升沿跳变的特性,以及2个D触发器之间电平相互制约的逻辑关系,实现了输出电平相位的小延迟,从而实现了防止MOS2 FET桥桥臂“直通”的目的。如图7所示,“死区”时间τ等于1个C LOCK信号周期,这个时间可以精确控制,且改动方便。采用不同频率的石英晶体振荡器作为时钟信号,就可以改变“死区”时间。x1,x3为PW M 信号上升沿后C LOCK时钟出现第1个上升沿的时间,x2为PW M信号下降沿后C LOCK时钟出现第1个上升沿的时间(0　　　　I1=(q-

τ-x

1-x2

T

)V CC

R L+2R ON

　　　　I2=-(1-q-

τ+x

2-x3

T

)V CC

R L+2R ON

(11)

所以

　　2q-1-

2τ

T

R L+2R ON

≤I=I1+I2≤

2q-1+

2τ

T

R L+2R ON

(12)

　　由此可见,选择尽量小的τ,有利于提高精度,防止输出波形畸变。τ极小时,有

　　　　I≈(2q-1)V CC

R L+2R ON

(13

)

图6　防止MOSFET直通的D触发器阻滞延迟电路

Fig.6　D trigger2block delay circuit to

prevent MOSFET from cross2connection

图7　驱动电路的理论输出波形

Fig.7　W aveform of driver circuit

5　实验结论

　　本文实验电源电压为5V,调制频率为24.39

kH z,时钟频率为2MH z,TEC等效阻抗4Ω,MOSFET

导通电阻为0.15Ω,二阶滤波电路L=10μH,C=22

μF。防止MOSFET桥臂直通驱动电路的实验波形如

图8所示。图8的上半部分为输出波形,下半部分为

下降沿的放大显示,“死区”时间τ为1个时

图8　防止MOSFET桥臂直通

驱动电路输出波形

Fig.8　W aveform of driver circuit to prevent

MOSFET H2bridge arms from cross2connection

・

9

2

1

・

第9期　孙丽飞等:基于半导体致冷器的高精度PW M功率驱动器　　　　　　　　　　　　　　　　　

钟周期0.5μs ,与理论分析相符合。占空比与输出电流的关系如图9所示。占空比q 的范围从10%～

87%,输出电压误差率为0.4%。占空比与输出电流成线性关系,与理论分析符合。输出纹波电压小于10%,满足了TEC 的驱动特性

。

图9　占空比与输出电流关系曲线

Fig.9　Occupy radio versus output

参考文献:

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intergral 2PWM control in an AC/AC voltage onverter [J ].E lectric Power System Re search ,2002,63(1):65271.[2]　Mo sely I D ,Mellor P H ,Bingham C M.E ffect of dead time

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[4]　Zhang Na ,Y u Y ongli ,T ian X iaojian ,et al.Theory and Ap 2

plication on the Constant Temperature Control of La ser Diode[J ].Journal of Jilin University (Science Edition )(吉

林大学学报自然科学版),2002,40(3):2842287.(in Chi 2

ne se )

[5]　Zhang Na ,T ian X iaojian ,Luo Qinglong ,et al.De sign of PI

control parts on the constant temperature system of la ser diode[J ].Journal of Jilin University (Information Science Edition )(吉林大学学报信息科学版),2003,21(2):2202

222.(in Chine se )作者简介:

孙丽飞　(1977-),女,辽宁省鞍山市人,研究生,从事激光器的调制与控制系统研究1

・

0301・　　　　　　　　　　　　　　　　　光电子・激光　2004年　第15卷　下载本文