2.1  有源箝位正激变换器拓扑的选择

单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。

(1)第三复位绕组技术  采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。

它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。

(2)RCD箝位技术  采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。

它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。

(3) LCD箝位技术  采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。

它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。

而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：

(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；

(2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网，有利于变换器效率的提高；

(3)变压器磁芯双向对称磁化，工作在B-H回线的第一、三象限，因而有利于提高了磁芯的利用率；

(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同步整流电路的复杂度。

图2-1  低边有源箝位电路

Fig. 2-1 Low-Side active clamp circuit

图2-2  高边有源箝位电路

Fig. 2-2 High-Side active clamp circuit

图2-1和图2-2是两种有源箝位正激变换器电路，这两种电路虽然看上去非常相似，但在工作细节的具体实现上还是存在着不少差别[40]。本设计采用的是如图2-1所示的低边箝位电路。在此对这两种电路的不同点做一个简要的分析。

(1)箝位电路的构成  如图2-1所示的有源箝位电路由一个P沟道功率MOSFET和一个箝位电容串联组成，并联在主功率开关管的两端，一般称之为低边箝位电路。如图2-2所示的有源箝位电路由一个N沟道功率MOSFET和一个箝位电容串联组成，并联在变压器的两端，称之为高边箝位电路。

这两种电路之所以选用的功率MOSFET的沟道不同，主要是因为其内部体二极管的导通方向不同。对于相同的电压和相同的模片区域，P沟道功率MOSFET比N沟道功率MOSFET的通态电阻要更高，通态损耗要更大，而且价格也要更贵。

(2)箝位电容上的电压  忽略电路中漏感的影响，根据变压器一次侧绕组两端伏秒积平衡的原理，可以得到低边箝位电路中箝位电容电压表达式为：

  (2-1)

由式(2-1)可知，的表达式和升压式(Boost)变换器的输出电压表达式一样，因而图2-1所示的电路又称为升压式箝位电路。

同理，可以得到高边箝位电路中箝位电容电压：

  2)

由式(2-2)可知，的表达式和反激(Flyback)变换器的输出电压表达式一样，因而图2-2所示的电路又称为反激式箝位电路。

(3)栅极驱动的实现方法  箝位电路选择的不同，对箝位开关管的栅极驱动的要求也就不同。

对于高边箝位电路中的箝位开关管的驱动来说，箝位开关管VT2要采用浮驱动，因而需要通过高边栅驱动电路或一个专用的门极驱动变压器来实现。而低边箝位电路的箝位开关管为P型管，那么对于它的驱动来说，只需要由一个电阻、一个电容和一个二极管组成电平位移电路即可实现。相对于低边箝位电路中的箝位开关管的驱动设计来说，高边箝位电路中的箝位开关管的驱动相当麻烦而且成本也较高。关于箝位开关管栅驱动的具体设计方法将在以后的章节中进行详细地论述。

本课题选用的是低边箝位电路，主要因为它的箝位开关管的驱动电路相对简单，不需要外加驱动变压器。此外，许多半导体公司已经专门针对这种变换器开发出了一系列的P沟道功率MOSFET，因而在选取器件时已经没有了很大的。

2.2  有源箝位正激变换器的工作原理

基于上面的分析，本文采用的是低边箝位电路，其主电路拓扑结构如上图2-1所示。在图2-1所示电路中，为主功率开关管，箝位电容和箝位开关管串联构成有源箝位支路，并联在主功率开关管两端。为励磁电感，为变压器漏感和外加电感之和。为主功率管、箝位开关管的输出电容和变压器绕组的寄生电容之和。变压器的副边由、构成自驱动的同步整流电路，以减小开关的损耗，提高变换器的效率。为输出滤波电感，为输出滤波电容。

为了简化分析过程，在分析电路之前先做如下的假设：

(1)所有功率开关器件都是理想的。

(2)箝位电容远大于谐振电容。

(3)输出滤波电感足够大，则其上的输出电流不变，可以认为是一个恒流源，同理，输出滤波电容足够大，则其上的输出电压不变，为一个恒压源。

(4)谐振电感远小于励磁电感。

(5)变压器的初级绕组和次级绕组的匝比为。

(6)为了使主管能完全实现ZVS开通，谐振电感存储的磁场能大于寄生电容存储的电场能。

有源箝位正激变换器的主要参数波形如下图2-3所示。

图2-3  有源箝位正激变换器的主要参数波形

Fig. 2-3 Waveforms of active clamp forward converter

图2-1所示电路在一个开关周期中可分为10个工作模式，其工作过程如下：

(1)工作模式1(~)  在时刻，同步整流管的体二极管、换流结束，同步整流管导通，输入能量通过变压器和整流管传送到输出负载。因为此前的寄生二极管处于导通状态，因此整流管实现了零电压开通。在该工作阶段内，谐振电感和变压器原边励磁电感上的电流在输入电压作用下线性增长，这一时间段的等效电路拓扑如图2-4所示：

图2-4  工作模式1

Fig. 2-4 State 1(~)

在这段时间内有：

  3)

在时刻，主功率开关管上的驱动信号消失，关断，该工作阶段结束。这个时间段的长度由变换器的占空比决定。

(2)工作模式2(~)  在时刻，主功率开关管关断，在谐振电容的作用下，主功率管漏源两端的电压开始缓慢上升，因而实现了零电压关断。因为变压器副边电压依然成立，所以副边同步整流管仍然导通，输出电流通过整流管。在该工作阶段内，谐振电容、谐振电感和励磁电感一起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图2-5所示：

图2-5  工作模式2

Fig. 2-5 State 2(~)

在这一时间段内有：

式中：

为谐振电路的特征阻抗

为谐振电路的角频率

因为谐振电容很小，谐振电路的特征阻抗很大，所以谐振电容两端的电压能迅速增长，因此上式可改写为：

  5)

在该阶段内变压器原边绕组上的电压逐渐减小：

  2-6)

当时刻，变压器两端的电压下降到0V，即：，该工作过程结束。

(3)工作模式3(~)  在时刻，副边同步整流管的寄生二极管和开始进行换流，变压器原副边的电压都为0V，则此时变压器原边激磁电流保持不变。在该工作阶段内，谐振电容和谐振电感一起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图2-6所示，那么在这一时间段内有：

  7)

式中：

为谐振电路的特征阻抗

为谐振电路的角频率

图2-6  工作模式3

Fig. 2-6 State 3(~)

到时刻，谐振电容上的电压谐振到，该谐振阶段结束。

从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为输出电流经过的是相对高导电阻的同步整流管的体二极管和。

(4)工作模式4 (~)  在时刻，箝位开关管的寄生二极管导通，该工作阶段内，激磁电流保持不变，和谐振电感一起进行谐振，变压器进入磁复位过程，因为电流是正向的，在这个阶段可以给箝位管以导通信号，从而使实现零电压开通。这一时间段等效电路拓扑如图2-7所示：

图2-7  工作模式4

Fig. 2-7 State 1(~)

在这一时间段内有：

 8)

式中：

为谐振电路的特征阻抗

为谐振电路的谐振角频率

当时刻，谐振电感上的电流为：，此时上的电流降为0，而上的电流则上升为负载电流，体二极管、换流完成，该谐振阶段结束。

从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为在该阶段内，原边电流和副边电流，都是通过相对高导电阻的寄生二极管，而不是低导电阻的MOS管通道，因而造成了导通损耗的增加。

(5)工作模式5(~)  当时刻，副边同步整流管的体二极管、换流结束，变压器原边电压升高，变压器的副边电压也随之升高。当副边电压大于同步整流管的门极驱动电压时，导通。因为此前是它的寄生二极管导通，因而整流管实现了零电压开通。在该阶段内，箝位电容和谐振电容与激磁电感和漏电感一起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图2-8所示：

图2-8  工作模式5

Fig. 2-8 State 5(~)

在这一时间段内有：

 9)

式中：

为谐振电路的特征阻抗，

为谐振电路的谐振角频率。

当时刻，谐振电感上的电流谐振到0，即：，箝位电容上的电压达到最大值，该谐振过程结束。

(6)工作模式6(~)  当时刻，谐振电感上的电流谐振到0，在该工作阶段，箝位电容和谐振电容和激磁电感和漏电感一起处于谐振状态。电容将其储存的能量回馈到输入端；副边输出电流继续流过具有低导电阻的整流管。这一时间段等效电路拓扑如图2-9所示：

图2-9  工作模式6

Fig. 2-9 State 6(~)

在这一时间段内有：

  10)

式中：

谐振电路的特征阻抗

为谐振电路的谐振角频率

当时刻，箝位开关管的驱动脉冲消失，关断，该谐振工作阶段结束。

(7)工作模式7(~)  在时刻，箝位开关管上的驱动脉冲消失，由于其结电容的存在，漏源两端的电压是缓慢上升，因此箝位开关管实现了零电压关断。由于副边耦合电压仍然成立，因此副边输出电流仍然通过具有低导电阻的同步整流管。在该阶段内，变压器原边励磁电感、谐振电感和谐振电容一起处于谐振状态，继续对变压器进行磁复位，谐振电容将其存储的能量反馈回输入端。这一时间段等效电路拓扑如图2-10所示：

图2-10  工作模式7

Fig. 2-10 State 7(~)

在这一时间段内有：

 11)

式中：

谐振电路的特征阻抗

为谐振电路的谐振角频率

在时刻，，该工作过程结束。

(8)工作模式8(~)  在时刻，谐振电容两端的电压谐振到输入电压，即：，副边同步整流管的体二极管和开始进行换流，变压器原副边的电压都为0V。在该阶段内，谐振电感和谐振电容一起处于谐振状态，将其存储的能量反馈回输入端，这一时间段等效电路拓扑如图2-11所示，在这一时间段内有：

  12)

式中：

为谐振电路的特征阻抗

为谐振电路的角频率。

图2-11  工作模式8

Fig. 2-11 State 8(~)

当时刻，上的电压谐振到0V，即：，该谐振过程结束。

从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为输出电流经过的是相对高导电阻的同步整流管的体内寄生二极管和。

(9)工作模式9(~)  在时刻，，原边电流经过主功率开关管的体二极管，因为同步整流管的体二极管、仍在换流，变压器原副边的电压都被箝位在0V，所以，即：谐振电感上的电压等于。这一时间段等效电路拓扑如图2-12所示。

在这一时间段内有：

  13)

在时刻，给主功率管以导通信号，导通，该工作阶段结束，因为此前是它的寄生二极管导通，所以主管实现了零电压开通。

图2-12  工作模式9

Fig. 2-12 State 9(~)

从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为在该阶段，不论是原边电流，还是副边电流，都是通过相对高导电阻的寄生二极管，而不是低导电阻的MOS管通道，因而造成了导通损耗损耗的增加。

(10) 工作模式10(~)  在时刻，主功率管导通，在这一阶段，同步整流管的体二极管、继续换流，将变压器的原边电压箝位为0V，因此，即谐振电感上的电压等于。这一时间段等效电路拓扑如图2-13所示，那么在这一时间段内有：

  14)

直到时刻，副边寄生二极管、换流结束，该谐振阶段结束。

图2-13  工作模式10

Fig. 2-13 State 10(~)

从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为在该工作阶段，输出电流经过的是具有相对高导通电阻的寄生二极管、，导通损耗较大。

2.3  主功率开关管实现ZVS开通的条件分析

通过上节对变换器工作过程的分析，可知：箝位开关管能够通过它的寄生体二极管实现ZVS开通，而主功率管必须通过对电路进行合理设计才能实现ZVS开通。以下将分析主功率开关管实现ZVS开通的条件。

(1)寄生元件的设定  主功率开关管能否实现ZVS开通，关键取决于在它导通之前的工作阶段，即上节介绍的工作模式8，在该工作阶段的初始时刻，即时刻，，副边同步整流管的体二极管和进行换流，变压器原副边的电压都为0V，在该阶段，谐振电感和谐振电容一起处于谐振状态，谐振电容将其存储的能量反馈回输入端。

为了实现主功率开关管ZVS开通，主功率管的漏源电压两端的必须在它开通之前能够降至0V，则需要满足条件：谐振电感存储的能量必须大于谐振电容存储的能量，即：

  15)

式中：为励磁电流的最大值；为输入电压的最大值。

(2)死区时间的设定  为了使主功率开关管和箝位开关管顺利实现谐振，必须在它们的驱动脉冲之间加入一定的死区时间。

图2-14  死区时间的设定

Fig. 2-14 The design of dead time

如图2-14所示，是主功率管、箝位开关管驱动脉冲之间的死区时间。为了使主功率管实现ZVS开通，应该取足够大。在实际工程设计中，最好设计在谐振周期的1/4左右。因为这样不仅能保证谐振电容上的的电压谐振到零，而且能保证在谐振电感上的电流反向的时候开通主功率管，从而确保主管实现ZVS开通。

  16)

2.4  基于Pspice的电路仿真

为了验证上一节对有源箝位正激变换器稳态运行时理论分析的正确性，采用Pspice仿真软件，对有源箝位正激变换器进行了仿真。仿真结果如图2-15到2-22所示。

图2-15  主开关管和箝位开关管的驱动信号

Fig. 2-15 The GS waveforms of main switch and clamp switch

图2-16  主开关管驱动GS及DS波形

Fig. 2-16 The GS and DS waveforms of main switch

图2-17  箝位开关管驱动GS及DS波形

Fig. 2-17 The GS and DS waveforms of clamp switch

如图2-15所示：通道一为主功率管的驱动脉冲，通道二为箝位开关管的驱动脉冲。从图中可以看出，这两路驱动脉冲之间有一段死区时间，在这段时间内，变换器原边的寄生参数能够顺利谐振，从而保证主功率管和箝位开关管实现零电压开通和关断。

如图2-16所示：通道一为主功率管的GS波形，通道二为主功率管的DS波形。从图中可以看出，在主功率管的驱动脉冲到来之前，DS两端的电压已经降为零，因而主功率管实现了零电压开通；在GS两端电压下降到零之前，DS两端的电压一直为零电压，因而主功率管实现开关管零电压关断。

如图2-17所示：通道一为箝位开关管的GS两端波形，通道二为箝位开关管的DS两端波形。从图中可以看出，在其GS两端电压下降到零之前，DS两端的电压一直为零电压，因而箝位开关管实现开关管零电压关断；在箝位开关管的驱动脉冲到来之前，其DS两端的电压已经降为零，因而箝位开关管实现了零电压开通。

如图2-18所示为箝位电容两端的电压波形，因为它不可能是无穷大，因而在工作过程中存在一定的脉动。

如图2-19所示为变压器原副边的电压波形，由于副边二极管存在换流过程，所以副边绕组电压被箝位在0V

如图2-20所示为副边整流管的电流波形，在死区时间内，存在换流。

图2-18  箝位电容两端的电压波形

Fig. 2-18 The voltage waveform of clamp capacitance

图2-19 变压器原、副边电压波形

Fig. 2-19 The primary and secondary voltage waveforms of the transformer

图2-20  整流管的电流波形

Fig. 2-20 The current waveforms of rectifiers

图2-21  输出电压波形

Fig. 2-21 The output voltage waveform

图2-22  输出滤波电感上的电流波形

Fig. 2-22 The output voltage waveform of inductance

如图2-21所示为变换器的输出电压波形，从图中可以看出当变换器达到稳态时，输出电压稳定在3.3V，且电压纹波很小。

如图2-22所示为输出滤波电感上的电流波形，从图中可以看出电流波动为4A，有效的满足的电路的要求。

从上面的仿真结果和分析可以看出，前面对有源箝位正激变换器所做的理论分析与仿真波形基本一致，因而说明了理论分析的正确性和该拓扑的可行性。

2.5  本章小结

本章主要介绍了有源箝位正激变换器的工作原理。首先通过与传统的正激式变换器和高边箝位电路的有源箝位正激变换器做对比，选择了低边箝位电路有源箝位正激变换器作为本设计的拓扑；其次对有源箝位正激变换器的工作过程给出了详细的说明；最后对主开关管实现ZVS开通的条件进行了的分析，并且通过Pspice仿真软件对该变换器进行开环仿真，仿真结果表明了理论分析的正确性和该拓扑的可行性。下载本文