中频信号在收发 IC 内完成接收信号正交解调处理， 完成解调处理后产生模拟 接收基带信号，RXI/RXQ 接收 I/Q 基带信号分别从 IC 的 8、9 脚输出。 在收发 IC、U1 内部，接收部分包括中频、中频放大、混频、PLL。13MHZ 主时钟、主压器振荡器、接收中频和发射中频等。 手机高频原理方向图\n\n2.发射部分 经 CPU 送出的 TX1、 TXQ 分别送入收发 IC U1 以产生 TXIF 发射中频， 发射 中频输入信号 TXIFIN 与 TXVCO 在 U1 内进行混频，鉴相，再产生振荡频率， 预放大后从 U1，28 脚输出，经耦合电容 C33 到功放 CX77301 4 脚，X3 为 TXVCO，功率控制 IC4 输出误差电压以改变功放的放大量，达到改变发射信号\n\n\r\n

的功率等级。 当控制信号 TX—EX 为高电平时，天线开关于发射状态。 新手机开发 现介绍 GSM／DCSl800 双频段手机 RF 部分的基本工作原理和各单元的设计方 案、技术指标和参数计算。对几种不同的双频手机 RF 方案，在经过分析和比较 之后，提出一种性能价格比较高的技术方案。 GSM 手机属高科技通信产品，其销售对象是千家万户，因此对手机的性能 价格比要求特别高，手机的利润只能体现在大批量的生产和销售中。针对这种情 况，在满足欧洲电信标准 ETS GSMll．10 技术规范的前提条件下，RF 部分的设 计者必须在先行方案设计中就充分注意到性能价格比， 这将对手机在未来的市场 上能否有竞争力产生十分重要的影响。 GSM 手机的性价比是由各个组成单元的性价比来决定的，所以，对 RF 部分 各个单元电路进行认真、细致的分析和比较，这对于提高整机的性价比是十分重 要的。\n\n1.GSM900／DCSl800 双频手机的特点 双频手机有以下特点： 根据基站的控制信令， 双频手机即可以工作在 900MHz 频段网络，也可以工作在 1800MHz 频段网络，当一个网络繁忙或信号质量差时， 双频手机可自动切换到另一个频段的网络上工作， 而且这种切换基本上不影响话 音质量。另外，从近来国际上手机的发展趋势和 FTA(full type approval)认证 的情况来看，双频手机以经是主流产品。双频手机在两个不同的工作频段上，其 基带部分信源编码、信道编码的算法和处理、信令处理的方法和帧格式、调制解 调方式、信道间隔等均相同。\n\n2. GSM900／1800 双频手机 RF 部分\n\n\r\n

的主要技术指标和设计要求 GSM900MHz 部分的主要 RF 指标如下： 工作方式： TDMA—TDD\n\n工作频率：上行 Tx(反向)880MHz-915MHz， 下行 Rx(正向)925MHz—960MHz 双工频率间隔：45MHz，载波间隔：200kHz 每载波时隙数： 8(当前全速率)／16(今后半速率) 每帧长度： 4．615ms，每时隙长：577μs 传输速率： 270．833kbps(即在每时隙上传 156．25bits) 调制方式： 采用 I／Q 正交 GMSK 调制\n\n静态参考灵敏度： 优于-102dB/RBER(Resiodual BER)＜2％ 动态范围： -47dBm—110dBm\n\n频率误差：<1×10-7，相位误差的均方根值 <5%，相位误差峰值：<20° 射频输出功率：5 级(33dBm)--19 级(5dBm)， 级差：Δ＝2dB，共有 15 个功率等级。\n\nDCS1800 部分的主要 RF 指标：\n\n工作频率：上行 Tx：1710MHz--l785MHz， 下行 Rx：1805MHz—1880MHz， 收发频率间隔： 95MHz\n\n静态接收参考灵敏度： -100dBm/RBER＜2％\n\n\r\n

发射单元频率误差： Fe<1×10-7，相位误差均方根值＜5°，峰值＜200 射频输出功率：3 级(24dBm)--15 级(0dBm)，共有 13 级功率；步进Δ＝2dB\n\n3.双频手机 RF 部分基本工作原理 3．1 RF 部分基本组成框图\n\n3．2\n\nGSM900 下行链路接收机单元 由蜂窝小区基站发出的已调载波通过 Um 无线接口，传到手机天线端。在\n\n接收时隙接收到的信号先通过收发隔离器，再经过 GSM900MHz 的 LNA(低噪声放 大器)，将微伏量级的弱信号放大。放大后的信号经过 GSM900 的第一 RF 混频器 后，将得到的第一中频信号进行窄带(200kHz)滤波，以滤除带外噪声，保证接收 机选择性指标。然后信号经过具有 AGC 功能的第一中频放大器放大，再经过第二 混频器和第二中频滤波器。在这之后，输出的信号由具有 AGC 功能的第二中频放 大器进行放大。\n\n\r\n

放大后的信号进入 I／Q 正交解调器解调，正交解调后的模拟 I、Q 信号平 衡输出到后面的基带、音频部分等待作进一步的信道译码和倍源译码处理。 DCS1800MHz 频段接收单元的信号处理过程与 GSM900 相同，只是工作频段不 同而已。接收机中 AGC 的作用是：当天线端的 RF 信号电平在大范围内变化时， 保证 I／Q 输出信号的电平基本不变；在监听时隙探测相邻小区基站的下行广播 信号强度，配合完成越区切换功能。\n\n3．3\n\n上行链路发射单元\n\n由基带部分传输过来的 I、Q 正交模拟基带信号，在发射时隙期间双端平衡 输入到中频 I／Q 正交调制器， 调制后的中频信号经过发射中频声表面(SAW)窄带 滤波器(200kHz)，滤波后的信号经过上变频后，再经过 35MHz 带宽的 900MHz 发 射滤波器，滤波器输出的信号先通过功率激励级放大以达到末级 RF 功放(PA)所 需的激励电平。最后再经过功率放大器 PA 和收发隔离器，通过天线把已调载波 发射出去。\n\nPA 部分 APC 控制电路的作用是：保证 RF 功率电平等级满足 5dBm-33dBm 的 变化要求，以避免在多用户组网时发生“远近”干扰。 DCS1800MHz 频段发射单元的信号处理过程与 GSM900 相同，只是工作频段不 同而已。\n\n3．4 频率合成器单元 该单元与 FM 电台中采用的频合器相类似，主要差别在于增加了 AFC 电路。\n\n4．接收单元电路设计\n\n\r\n

在满足技术要求的前提下，可以有几种不同的接收机RF解决方案：

(1)3次变频方案：采用此法频率合成器实现复杂，中频频点多，容易产生组合干扰，一般不采用。

(2)2次变频方案：为简化电路，第2中频频点选取手机的基准时钟频率13MHz 或其2分频 6．5MHz。这种方案在早期的接收机中广泛采用。例：摩托罗拉GC87、诺基亚8110、爱立信GH／G5388、摩托罗拉8200。该方案复杂程度适中，而且还可获得高的选择性，中频放大器的增益分配比较容易实现，不易产生自激。

(3)一次变频方案：随着IC器件和SAW滤波器指标的提高，这种方案在目前的手机电路中广泛采用。它可以简化电路，从而降低制造成本，而选择性指标仍可满足技术要求。目前许多双频手机采用了这种方案。

(4)零中频直接解调的方案：因为以前AD变换器和DSP的技术水平不能满足实时处理数百MHz高频信号的要求，而且噪声、选择性和功耗指标也难以保证，所以，采用这种方案到现在才刚刚开始。

4．1计算理论灵敏度和估算实用灵敏度

根据噪声功率的计算公式：P

N

＝K·T·B (w)

上式中：K为波尔兹曼常数，其值为：1．38×10-23；T为工作温度(°K)，一般取常温3000°K (27℃)；B为带宽(Hz)，对于GSM，取200kHz。

计算结果为：噪声功率：10lgP

N ／1mW＝10lgP

N

十30＝一121dBm

上述计算结果为在理想情况下的噪声功率，在实际应用中，还要考虑前

端失配的影响(约1dB)，收发隔离器的影响(约2dB)，接收机N

F

(约2dB)，基带部分的解调门限（约9dB/RBER＜2％＝。

基于上述考虑，我们可以估算出实用灵敏度约为：实用灵敏度＝-121十1十2十2

十9＝-107dBm

对于DCSl800频段，它的实用灵敏度约为：DCSl800频段的实用灵敏度＝-121十2十2十3十9＝一105dBm

4．2 下行链路接收机增益分配计算

ETS GSMll．10技术规范中要求手机的参考灵敏度为-102dBm/RBER＜2

％ (GSM900)和-100dBm／RBER＜2％(DCSl800)。从生产的角度考虑手机的设计者应将该项指标略为提高，可分别选为-106dBm和-104dBm。

将模拟I／Q路单端输出的直流电平值设计为500mVpp(177mV有效值)，这样，整个GSM接收通道的电压增益为：

＝20lg{177／2241g-1(-106/20)

G

P total

＝201g(177／0．00112)＝104dB

各单元增益分配的结果如下(已包含SAW滤波器)：前端LNA放大器为16dB，第一混频器为8dB，IF放大器和解调器为80dB(AGC控制范围约70dB)。

对于DCSl800频段，由于工作频率的上升，RF前端的噪声系数和增益指标会变得差一些，这时接收机各单元的增益分配如下：LNA的增益为14dB，第一混频器为8dB，IF放大器和解调器增益为80dB，整个DCS1800接收通道的增益为102dB。

4．3 LNA(低噪声放大器)技术要求

：1．5dB一2．5dB

(1)N

F(2)G

P

：15dB——20dB，LNA一般由一级放大器来完成，其增益不能太高，否则，整机抗阻塞和互调指标难以达到。

(3)功耗：4mA—8mA(FET管)，1—2mA(双极型管)。

(4)具有键控式AGC控制功能(通过偏置控制来实现)。

LNA的N

F 、C

P

和输入、输出阻抗匹配对于收机整机指标将产生决定性的影

响。

4．4 第1混频器技术要求

(1)要采用RF平衡输入，IF平衡输出的有源混频器，以提供足够的增益，降低串话的干扰

(2)噪声系数：6dB--8dB，G

P

：8dB—10dB

(3)本振电平：-5dBm—0dBm，过高的本振电平会产生手机功耗加大，EMC性能变差的问题

4．5 第1中频频点和IF SAW滤波器选择时应考虑的因素

(1)高阶组合干扰频率点数越少越好，有利于抑制镜像干扰频率(选高本振、高中频)；

(2)同时兼顾GSM900和DCSl800频段的要求；

(3)IF频率点选得过低时，易产生本振干扰有用信号；IF频率点选得过高时，中放增益难以保证，易自激、不稳定；

(4)IF SAW滤波器的技术指标，一般IF频点在200MHz—400MHz之间选取；

(5)IF SAW滤波器插损小于8dB、带宽200kHz

4．6 中频放大器设计技术要求(1)功率增益：约70dB；

(2)AGC可控范围：约70dB、步进间隔2dB，AGC的控制范围和控制斜率会影响手机的越区切换；

(3)双端输入阻抗能与IF SAW滤波器的输出阻抗相匹配。

4．7 I/Q正交解调器设计要求

(1)平衡输入、输出；

(2)输出直流偏置电平：1V，交流电平：1Vpp；

(3)I/Q路输出幅度乎衡：土1．5dB，

I／Q路输出相位平衡：小于4o

(4)具有差分直流偏置校正功能。

5 发射单元方案设计

发射单元可以采用几种不同的电路方案：

(1)采用双中频：该方案的优点是选择性指标容易保证，带外抑制指标比较高，

频差Fe和相差Pe指标比较好，缺点是PLL要复杂一些，易产生互调干扰。

(2)采用单中频：这种方案的优点是PLL电路简单，不易产生互调干扰，Fe 和Pe指标比较好，缺点是选择性指标比采用双中频的方案要差一些。

(3)采用直接调制到RF的方案(即无中频)：该方案的优点是电路简单，缺点是选择性指标比较差，Fe和Pe指标难以保证。

(4)末级Tx—VCO采用上变频：其优点是电路相对简单，缺点是Fe和Pe指标稍差。

(5)末级Tx—VCO采用PLL—VC0：其优点是Fe和Pe指标容易保证，缺点是电路要相对复杂一些。

(6)采用开环控制的PA：此方案的优点是可以省去定向耦合器、功率检测和比较电路，外围电路相对简单一些。该方法的缺点是要在PA的供电回路中采用一个大电流(1dmax＞6A)的MOS开关管(其作用是相当于一个有源降压电阻)，而该管在使用中的故障率比较高，从而造成手机无法开机的故障。

(7)采用闭环控制的PA：优点是PA直接和电池连接，而不用MOS管，故稳定性、可靠性比较高，缺点是需要用定向耦合器、功率检测和比较电路，电路要复杂一点。

我们认为采用发射单中频，末级TX—VC0采用PLL—VC0，PA闭环控制的方案较为理想。

5．1 中频正交I／Q调制器技术要求

(1)中频频点选择200MHz—400MHz之间；

(2)I/Q输入直流偏置电平：1V—1．5V，

I／Q输入交流电平：1Vpp(平衡输入)； (3)调制后，I、Q路的幅度平衡度小于土

0．3dB，相位平衡度小于4。；

(4)IF输出电平：0dBm—5dBm。

5．2 RF变频器和PA设计技术要求

(1)供电电压：DC：3．1V——4．5V(标称工作电压：DC3．6V)；

(2)RF变频器本振电平：-3dBm——+3dBm；(3)PA效率：PAE(power added efficiency)：45％—50％，APC控制方式：闭环检测控制；

(4)调制频谱、开关频谱、功率等级指标均应满足ETS GSMll．10技术规范中的要求；

(5)PA输出I／Q幅度平衡度：土0．5dB，相位误差均方根值：＜5o，峰值＜20o；

(6)PA最大射频输出功率：考虑到后面的定向耦合器和收发隔离器的影响，对于GSM900应能达到35dBm，对于DCSl800应能达到26dBm。

6 频率合成器设计

基于前面的考虑，收发信机均采用一次变频技术获得较高的性能价格比。在采用这种方法的条件下，又有下面的几种方案可供选择：

(1)GSM900和DCSl800两频段的收发信机采用不同的中频频点：缺点是PLL 电路复杂，两频段的中放部分不能共用，一般不宜采用。

(2)GSM900和DCSl800两频段的收发信机共用中频部分：采用此法可使电路简化，降低成本，提高可靠性。

(3)在同一频段内(同在GSM900或DCSl800)接收中频和发射中频采用不同的频点：采用此法PIL电路和控制相对复杂一些。

(4)在不同的频段内，收发中频频点均相同：采用此法的理论依据是GSM900／DCSl800均采用TDMA。采用该法可使整个PLL电路和控制最为简单、实用。

6．1 IF和RF频率合成器鉴相频率的选择

因为IF是一个固定的频点，故IF鉴相频率可取得比较高，可在几百kHz 到几MHz

之间选择，以提高IF频率合成器的频谱质量。RF频率合成器的鉴相频率应不大于信道载波间隔，对于GSM而言，鉴相频率可取200kHz(ΔCH)或100kMz(0．5ΔCH)，一般取200kMz。

6．2 锁定时间

根据GSM通信的要求，锁定时间需同时满足下列两个条件：

(1)按帧(时隙不变)进行跳频，跳频速率：217跳/秒，根据GSM TDMA的帧

结构，要求T

lock ＜T

帧

—T

时隙

＝7时隙长＝7×0．577=4ms。

(2)GSM技术规范中要求，具有相同帧号的上行帧和下行帧之间，在时间上相差3个时隙(上行帧滞后)，同时要求手机能在这三个时隙的时间内，进行信道的切换和调谐，故锁定时间应满足：

T

lock

＜3时隙＝3×0．577＝1．73ms。

综合起来，RF频率合成器的锁定时间应小于：1．73ms

7 GSM900／DCSl800双频手机RF部分解决方案的方框图

关于图2的几点说明：

(1)接收机采用一次变频方案，LNA的AGC控制采用键控控制方式，即通过控制LNA的偏置电流来实现。GSM900和DCS1800这两个频段的接收部分仅是RF 调谐器不同，中频以后的部分相同。

(2)发射单元采用一次变频方案，GSM900和DCSl800两频段在IF之前的部分是相同的。采用了PLL控制发射VC0的方案，该方案比上变频的方案能获得更好的频率误差，特别是相位误差指标。

(3)为简化电路，可使发射中频等于接收中频，其值根据具体情况可在

200MHz—400MHz之间选取。

(4)为使双频段调谐器的VC0易于实现GSM900的第一本振采用高本振，

而在DCS1800频段则采用低本振。第一本振的工作频率可用下式来计算： E—GSM900接收状态：

925十F

IF ——960十F

IF

MHz

E-GSM900发射状态:

880十F

IF —915十F

IF

MHz

DCSl800接收状态:1805-F

IF —1880- F

IF

MHz

DCS1800发射状态：

1710-F

IF ——1785-F

IF

MHz

上式中F

IF

代表中频频率。

(5)为保证手机的EMC性能和降低功耗，LNA、接收中频放大和解调、调制器、PA、PLL、TX—VC0这些单元的供电宜采用单独的电源供电。

手机电路板的布线与工艺

一、印制电路板的设计对单片机系统能否抗干扰非常重要。要本着尽量控制噪声源，尽量减小噪声的传播与耦合，尽量减小吸收这三大原则设计印制电路板和布线。

1、印制电路板要合理分区，单片机系统通常可分为三区，即模拟电路区（怕干扰），数字电路区（抗干扰，又产生干扰），功率驱动区（干扰源）。

2、印制板单点接地原则送电。三个区域的电源线，地线由该点分三路引出，噪声元件与非噪声元件要离得远一些。

3、时钟振荡电路，特殊高速逻辑电路部分用地线圈起来，让周围电场趋近于零。

4、I/O驱动器件，功率放大器件尽量靠近印制板的边，靠近引出接插件。

5、能用满足系统要求的最低频率的时钟，时钟产生器要尽量靠近用到该时钟的器件。

6、石英晶体振荡器外壳要接地，时钟线要尽量短，且不要引得到处都是。

7、使用45度的折线布线，不要使用90度折线，以减小高频信号的发射。

8、单面板，双面板，电源线，地线要尽量粗，信号线的过孔要尽量少。

9、四层板比双面板噪声低20dB，6层板比4层板噪声低10dB。经济条件允许时尽量用多层板。

10、关键的线尽量短并要尽量粗，并在两边加上保护地，将敏感信号和噪声场带信号通过一条扁带电缆引出的话，要用地线——信号——地线方式引出。

11、石英振荡器下面不要形成环路，如不可避免，环路应尽量小。

12、时钟线垂直于I/O线比平行于I/O线干扰小，时钟线要远离I/O线。

13、对A/D类器件，数字部分可绕一下也不要交叉，噪声敏感线不要与高速线、大电流平行。

14、单片机及其它IC电路，如有多个电源、地端的话，每端都要加一个去耦电容。

15、每个IC要有一个去耦电容，要选择信号好的独石电容作去耦电容。去耦电容焊在印制电路板上时，引脚尽量短。

16、从高噪声区的信号要加滤波，继电器线圈处要加放电二极管。可以用一个电阴的办法来软化IO线的跳变沿或提供一定的阻尼。

17、用长容量的钽电容或聚脂电容而不用电解电容作电路充电的储能电容。因为电解电容分布电感较大，对高频无效，使用电解电容时要与高特性好的去耦电容成对使用。

18、需要时，电源线、地线上可加用铜线绕制铁氧体而成的高频扼流器件阻断高频噪声的传导。

19、弱信号引出线，高频，大功率引出电缆要加屏蔽，引出线与地线要绞起来。

20、印制板过大或信号线频率过高，使得线上的延迟时间大或等于信号上升时间时，该线要按传输线处理，要加终端匹配电阻。

21、尽量不要使用IC插座，把IC直接焊在印制板上，IC座有较大的分布电容。

二、去耦电容

每个IC的电源、地之间应配一个去耦电容，它可以滤掉来自电源的高频噪声。作为储能元件，它吸收或提供IC内部三极管导通，截止引起的电流变化（di/dt），从而降低系统噪声。要选高频特性好的独石电容或瓷片电容作去耦电容。每块印制板电源引入的地方要放一只大容量的储能电容。由于电解电容的缠绕式结构，其分布电感较大，对滤除高频信号几乎不起作用，作用时要与去耦电容成对使用。钽电容则比电解电容效果更好。

三、抑制高频的电感

用粗漆包线穿入轴向有几个孔的铁氧体芯，就构成了高频扼制器件。将其串入电源线或地线中可阻止高频信号从电源/地线引入。这种元件特别适用于隔开一块印制电路板上的模拟电路区、数字电路区，以及大功率驱动的供电。应该注意的是它必须放在该区储能电容与电源之间，而不能放在储能电容与用电器之间。

四、低噪声系列单片机

传统的IC设计中，在电源、地的引出上通常将其安排在对称的两边，如左下角是地，右下角是电源，这使得电源噪声穿过整个硅片。改进的技术将电源、地安排在两个相邻的引脚上，这样一方面降低了穿过整个硅的电流，一方面使外部去耦电容在PCB设计上更容易安排，以降低系统噪声。另一在IC设计上降噪声的例子是驱动电路的设计。一些单片机提供若干个大电流的输出引脚，从几十毫安到数百毫安。这些大功率的驱动电路集成到单片机内部无疑增加了噪声源。而跳变沿的软化技术可消除这方面的影响。办法是将一个大功率管做成若干个小管子的并联，再为每个管子输出端串上不同等效阻值电阻，以降低噪声源。下载本文