直驱式风力发电机是一种由风轮直接驱动发电机的风力发电机组，亦称无齿轮风力发电机组，在配合传统整流器使用时一直存在着输出电流谐波含量较高，输出功率因数较低等问题，是电网主要的谐波污染源之一。而PWM整流技术可以有效改善这一状况。PWM整流技术能够使整流器网侧电流正弦化并且运行于单位功率因数状态，消除了传统整流器的弊端，促进了整流技术的长远发展，得到了广泛的研究和工程应用。

本文围绕PWM整流中的三相电压型整流展开研究，详细分析了三相PWM整流器在输入三相交流平衡电压时的数学模型、工作原理；研究了电感和电容参数设计方法；深入研究了基于旋转坐标系电流解耦控制算法，设计了基于SVPWM的电压电流双闭环控制器。以TMS320F2812 DSP为内核以DIP-IPM为驱动搭建硬件电路，解决了直驱式风力发电机向电网输电效率低、电力污染等问题。在控制方法方面有创新，明了DSP控制PWM整流能够有效地抑制注入电网的谐波。对PWM整流器及其控制方法进行了仿真验证。仿真结果验证了本文所设计的三相PWM整流器控制方案的正确性。

试验结果表明：采用基于旋转坐标系的电流解耦控制算法，能够使三相电压型整流系统实现高功率因数整流，电网侧相电压、电流基本同相位，电流跟随速度快，具有优良的动态和静态控制特性。

关键词：DSP控制;PWM整流;直驱式风力发电;DIP-IPM; TMS320F2812

ABSTRACT

Direct driving type wind turbine is a driven directly by the rotor of wind power generator unit, also say no gear wind power generators in traditional rectifier, with use always existed output current harmonic content is higher, the output power factor is low, is one of the main grid harmonics pollution sources.The PWM rectifier technology can effectively improve the situation. PWM rectifier technology enables network side current sinusoidal rectifier operating in the unit of power factor and the state, eliminating the drawbacks of the conventional rectifier, the rectifier technology to promote long-term development has been extensive research and engineering applications.

This article focus on the three-phase voltage source PWM rectifier launched research, detailed analysis of rectifying the three-phase PWM converter 3-phase balance in the input voltage of the mathematical model, when working principle; Research the inductance and capacitance parameter design method; Based on a deep research on current rotating coordinate system, and the decoupling control algorithm PSIM simulated, and the accuracy of this algorithm was verified, the voltage is designed on the basis of SVPWM current double closed loop controller. Take TMS320F2812 DSP as the kernel build hardware circuit, solve the wind generator direct driving type to grid transmission efficiency, low power pollution problems. Innovation in the control method, using experiments prove the DSP control PWM rectifier can effectively restrain harmonics into power grid. And the control method of PWM rectifier testified experimentally. 

Experiment results show that the design of the three-phase PWM converter control solutions, and theoretical analysis is correct. Based on the experimental results show that: the current rotating coordinate decoupling control algorithm, can make three-phase voltage source rectifier system to realize high power factor rectifier, grid side phase voltage, current basic phase with fast speed, current tracking, good dynamic and static control characteristic.

KeyWords：DSP control; PWM control; Direct driving type wind power; DIP-IPM; TMS320F2812

第一章  概   述

1.1 直驱式风力发电机概况

直驱式风力发电机，是一种由风轮直接驱动发电机的风力发电机组，亦称无齿轮风力发电机组，这种风力发电机采用多极发电机与风轮直接连接进行驱动的方式，免去了齿轮箱这一传统部件。由于目前在某些兆瓦级风力发电机组中齿轮箱是容易过载和损坏率较高的部件，而无齿轮箱的直驱方式能有效地减少由于齿轮箱磨损问题而造成的机组故障，可有效提高系统运行的可靠性和寿命，减少维护成本，因而得到了市场青睐。此外，直驱式风电系统主要采用全功率变流技术，该技术可使风轮和发电机的调速范围扩展到0%～150% 的额定转速，提高了风能利用范围。且全功率变流技术对低电压穿越技术有很好的解决途径，为直驱式风力发电机进一步发展增加了优势。

对于直驱式风力发电机的研究，国外从20世纪90年代就开始了。1992年，德国ENERCON公司开始研制直驱式励磁风力发电机组。1997年，世界风力发电机市场上出现了该公司开发的E-33、E-48、E-70等型号的直驱式励磁变速变桨距风力发电机组。这些容量330kW～2MW的高产能、运行维护成本低的先进机型的优点逐渐显露，引起了风电场开发商的青睐。2004年以来，直驱式风力发电机的年安装量逐年增加。目前，德国ENERCON公司研制的直驱式励磁风力发电机组已有多个品种，最大功率已达到7MW，该公司生产的直驱式励磁风力发电机组，在2009年占据德国风电市场55%以上的份额。荷兰Largewey风电公司现在也开始生产2MW的直驱风力发电机组，并已经进入欧洲市场。近来，德国西门子公司开发了3.6MW直驱同步风力发电机组样机和3MW直驱同步风力发电机组，技术可利用率达98%。

我国的中小型风力发电机组，从100瓦到100千瓦都是直驱风力发电机组，2009年中小型直驱风力发电机组产量约10万台。到目前为止，中小型直驱风力发电机组已经累计生产约60万台，是世界上生产、应用最多的国家。在大型并网风力发电机组开发领域，我国也拥有世界领先的直驱风力发电机组制造技术。2009年，我国新增大型并网直驱风力发电机组装机容量约240万千瓦，而德国新增直驱励磁风力发电机组装机容量约115万千瓦。因而，我国是2009年全球安装大型直驱式风力发电机组最多的国家。现今，我国有19家企业在从事大型并网直驱风力发电机组的研发生产，也是全球大型并网直驱风力发电机组生产企业最多的国家。我国在1.5MW直驱机组已经实现大批量生产的基础上，又推出2.5MW直驱机组，已经完成五台样机的安装，目前已进行6.0MW直驱风力发电机组研制项目。

1.2 直驱风力发电机组特点

直驱风力发电机有以下几个方面优点：

(1) 发电效率高：直驱式风力发电机组没有齿轮箱，减少了传动损耗，提高了发电效率，尤其是在低风速环境下，效果更加显著。

(2) 可靠性高：齿轮箱是风力发电机组运行出现故障频率较高的部件，直驱技术省去了齿轮箱及其附件，简化了传动结构，提高了机组的可靠性。同时，机组在低转速下运行，旋转部件较少，可靠性更高。

(3) 运行及维护成本低：采用无齿轮直驱技术可减少风力发电机组零部件数量，避免齿轮箱油的定期更换，降低了运行维护成本。

(4) 电网接入性能优异：直驱风力发电机组的低电压穿越使得电网并网点电压跌落时，风力发电机组能够在一定电压跌落的范围内不间断并网运行，从而维持电网的稳定运行。

直驱型风力发电机组没有齿轮箱，低速风轮直接与发电机相连接，各种有害冲击载荷也全部由发电机系统承受，对发电机要求很高。同时，为了提高发电效率，发电机的极数非常大，通常在100极左右，发电机的结构变得非常复杂，体积庞大，需要进行整机吊装维护，且材料及稀土的使用增加了一些不确定因素。

1.3 我国直驱型风力发电机组制造概况

近年来，我国参与直驱风力发电机组研发的企业数量逐年增加。截至2010年8月底，国内直驱型风力发电机组制造商已经达到19家，其中，国有、国有控股公司10家，民营制造企业5家，合资企业3家，外商独资企业1家。

根据企业的产品产业化落实程度，大致可分为以下四种类型：

第一类：产业化落实程度很好，已具备大批量生产能力的风力发电机组制造企业。如：金风科技股份有限公司、湖南湘电风能有限公司；第二类：产业化落实程度较好，产品已成功投入运行并已小批量生产的风力发电机组制造企业，如：内蒙古航天万源风机制造有限公司、东方电气新能源设备（杭州）有限公司、潍坊瑞其能电气有限公司等；第三类：产品样机已投入运行试验，产业化工作正在进一步落实的风力发电机组制造企业，如：哈尔滨风电设备股份有限公司、上海万德风力发电股份有限公司、广西银河艾万迪斯风力发电有限公司等企业；第四类：正在进行样机研制或试验的企业， 如：江苏新誉风力发电设备有限公司、山东鲁科风电设备有限公司等。

(1) 直驱风力发电机组配套部件制造企业概况

随着国内直驱式风力发电机组市场需求的扩大，直驱风力发电机组关键部件配套生产企业有了较快的发展，风电设备制造和配套部件专业化产业链正逐步形成：

发电机制造企业有：永济电机厂有限公司、株洲南车电机股份有限公司、湘潭电机有限公司、大连天元电机公司和金风科技等，基本能够满足国内直驱风力发电机组市场需要。

生产叶片的企业在国内已有50 多家，其中已经批量生产的企业有：中航（保定）惠腾风电设备有限公司、中材科技公司、连云港中复连众复合材料集团、北京玻璃钢研究院和天津LM公司等，其它企业正在建设或试制中。目前，国产风力发电机组叶片基本能够满足国内风电产业发展的需要。

目前全功率的变流器主要采用ABB公司和奥地利Windtec等国外公司生产的设备。现在国内已有金风科技、北京科诺伟业科技有限公司、北京景新电气公司、株洲时代集团、永济电机厂有限公司和哈尔滨九州电器等企业在研制生产大型直驱风力发电机组的全功率变流器。2010年2月，大全集团与海军工程技术大合组建的“国家能源新能源接入设备研发（实验）中心”研发的2MW级直驱风力发电变流器通过鉴定，填补了国内空白，该变流器应用在湘电股份有限公司的风机上。

国内生产变桨和偏航轴承的企业有：洛阳轴承集团技术中心有限公司、瓦房店轴承集团有限责任公司和徐州罗特艾德回转支承有限公司。这些公司也在试制主轴轴承，但没有经过长期运行考验。大部分公司还采用国外SKF和FAG的产品，但供货周期比较长，对风力发电机组产能会有一定影响。

(2) 国内并网直驱型风力发电机组的技术来源

根据对国内正在制造和生产的风力发电机组的调查分析，其主要技术来源大致可分为以下四类：第一类：与国外设计技术公司联合设计，在国内进行制造和生产，如：金风科技与德国Vinces联合设计的1.5MW直驱风力发电机组，现在已在国内大批量生产和供货。还有东方电气新能源设备（杭州）有限公司与英国公司联合设计的1.5MW直驱风力发电机组，现在这家公司的产品已经有小批量生产；第二类：与国外公司合资，引进国外成熟技术在国内进行生产。例如湘电风能、广西银河艾万迪斯风力发电有限公司，2.5MW风机已在国内分别生产出产品样机；第三类：采用国内大学和科技公司自主创新、自行开发的设计制造技术，在国内进行生产的风力发电机组。例如上海万德的1.25MW和1.5MW机组、江苏新誉风力发电设备有限公司的2MW机组等都已经进入样机试制或试验阶段；第四类：国外的风力发电机组制造公司在国内建立独资企业，将其成熟的设计制造技术，在国内进行生产。如：荷兰联合能源公司的1.6MW机组就是采取这种方式进行生产的，目前已进入试制阶段。

1.4 直驱风力发电机组发展前景

在直驱风力发电机组制造应用方面，我国金风科技有限公司与德国Vensys公司合作研制的1.5MW直驱风力发电机组，到2009年底，已有1500多台安装在风电场。湘潭电机公司研制的2MW直驱风力发电机组也已经在风电场批量投入运行，其他如：广西银河艾迈迪、内蒙古航天万源、东方电气新能源、潍坊瑞其能、包头汇全稀土、江西麦德公司和山东鲁能等，制造企业也研制出了直驱风力发电机组。2009年，我国新增大型风力发电机组中，直驱风力发电机组的市场份额已超过17%。

显然，直驱风力发电机组的市场份额会逐年增加，而且会成为海上风力发电机组的首选机型之一，2010年，我国直驱风力发电机组新增装机容量将占到大型风力发电机组装机容量的25%左右。直驱风力发电机组与双馈式异步风力发电机组将并驾齐驱中国风电场、成为我国风电市场上的两大主流机型。

第二章 系统的技术分析

2.1课题背景与意义

在传统的移相式变压器的使用中，因为整流装置的单相导电作用，会引起整流变压器交变磁场波形的畸变；畸变的大小决定于直流容量占电网容量的比例和流入电网中的谐波电流的频率及谐波次数。抑制谐波的有效办法之一是通过对整流变压器高压侧进行移相，这种办法基本上消除幅值较大的低次谐波。

传统的整流器由二极管或晶闸管组成，由于其控制简单，工作可靠，故作为电力电子设备与电网的接口在工业领域得到了广泛的应用。然而这类整流器存在着以下的一些缺点[1-3]。 

(1) 输入电流谐波含量较高，成为电网主要的谐波污染源；

(2) 从电网吸收无功功率，输入功率因数较低；

(3) 能量单向传递，只能从交流侧传递到直流侧；

(4) 直流侧电压不可调。

无论是二极管不控整流，还是晶闸管相控整流，其产生的低功率因数和高谐波含量都将导致电网正弦电压畸变，增加配电系统导线与变压器的损耗，增大谐波电流，造成电网上其它用电装置严重的电磁干扰[4]。同时，低功率因数还将降低电源系统的负载能力和可靠性，因此，消除谐波污染并提高功率因数，已成为电力电子技术中的一个重大课题。

对电网来说，可以在电力系统中加入补偿器来补偿电网中的谐波，如有源滤波(APF:AcTIve Power Filter)，静止无功补偿（SVC: StaTIc Var Compensator)等，也可以设计输入电流为正弦、谐波含量低、功率因数高的整流器。前者是产生谐波后进行补偿，是一种事后补救的措施；而后者是消除了谐波源，是一种从根本上解决谐波问题的措施。PWM整流器对电网不产生谐波污染，是一种真正意义上的绿色环保电力电子装置。

PWM整流器的主要特点有：

(1) 输入电流高度正弦化，谐波含量少；

(2) 网侧功率因数控制（如单位功率因数控制）；

(3) 电能的双向传输；

(4) 较快的动态响应；

因此研制高性能的PWM整流装置具有重要的意义。在中大功率场合特别是需要能量双向传递的场合中，PWM整流电路具有非常广泛的应用前景。

2.2 整流和控制方式的选择

2.2.1 PWM整流技术研究现状与发展

由于PWM整流器网侧电流正弦化且运行于单位功率因数状态，能量可双向传输，真正实现了“绿色电能变换”，因而近年来受到广泛的关注和研究，经过多年的发展，PWM整流器主电路已从早期的半控桥发展到如今的全控桥；在主电路类型上既有电压型整流器(Voltage Source RecTIfier-VSR)，又有电流型整流器(Current Source RecTIfier-CSR)。

其拓扑结构也已从单相、三相电路发展到多组级联或多电平拓扑电路，PWM控制也由单纯的硬开关调制发展到软开关调制。由于PWM整流器网侧呈现出受控电流源特性，这一特性使PWM整流器控制技术及其应用获得进一步的发展和拓宽，渗透到了其它众多领域，如静止无功补偿(SVG)、有源电力滤波(APF)、统一潮流控制(UPFC)，超导储能(SMES)，高压直流输电(HVDC)、电气传动(ED)、新型UPS以及太阳能、风能等可再生能源的并网发电等。

在中大功率场合特别是需要能量双向传递的场合中，PWM整流电路具有非常广泛的应用前景。IGBT等新型电力半导体开关器件的出现和PWM控制技术的发展，极大地促进了PWM整流电路的发展，并使之进入了实用化阶段，目前已将其广泛应用于有源滤波器[5]、超导储能[6]、交流传动[7]、以及高压直流输电[8、9]等方面。

在我国，很多研究人员也展开了对PWM整流电路的研究，像电压型PWM整流器控制策略的研究[10-14]，整流器主电路拓扑的研究[15-18]，电流型整流器控制策略的研究[19]，但是主要以理论研究和实验室研究为主，虽然取得了一定进展，但是仍然不够完善，与产业化还有较大的距离。

从20世纪80年代末开始，国内外对PWM整流器的研究主要集中在数学模型、控制策略、拓扑结构、性能优化等方面，目前的研究重点主要集中在无电流传感器控制，非线性控制等控制策略，以及拓扑结构的改进方面。

PWM按输出滤波方式分为：电流型和电压型

电流型PWM整流器输出端采用串联滤波电感以维持输出电流低纹波，具有近似电流源的特性。

电流型PWM整流器又称为Buck型整流器，如图2.1交流侧由L、C组成二阶低通滤波器，以滤除交流侧电流中的开关谐波；直流侧接大电感，使直流侧电流近似为平滑的直流。开关器件由可控器件与二极管串联组成扩以提高器件的反向阻断能力。与电压型PWM整流器相似，电流型PWM整流器具有四象限运行的能力。

不足之处：

由于需要较大的直流储能电感，以及交流侧LC滤波环节所致的电流畸变、振荡等问题，使其电路结构和控制相对复杂，从而制约了电流型电路的应用和研究。

图2.1电流型PWM整流器的拓扑结构

电压型PWM整流器是以输出端并联滤波电容以维持输出电压低纹波，具有近似电压源的特性。由于其电路结构简单，便于控制，响应速度快，目前研究及实际应用较多的是电压型电路，也是本文所选用的方案。

图2.2 电压型PWM整流器的拓扑结构

2.2.2 控制方式的选择

PWM整流器是应用脉宽调制技术发展起来的一种新型电源变流器。其基本原理是通过控制功率开关管的通断状态，使整流器输入电流接近正弦波，并且电流和电压同相位，从而消除大部分电流谐波并使功率因数接近于1。本文采用TI公司的TMS320LF2812 DSP对整流器实现数字控制,这一方法相对于模拟控制具有以下优点： 

(1) 控制灵活在数字控制系统中，主要利用软件算法实现控制方案，相比于模拟控制较灵活；

(2) 可靠性高微机系统由于采用元器件较少，信号全部采用数字处理，故受干扰小，可靠性高；

(3) 故障分析容易信号检测将取得的信息寄存，具备记忆的能力，故容易实现故障诊断；

(4) 参数设定简便可以使系统的调试工作变得很方便。

电压定向矢量控制策略需要旋转坐标变换，还包括3个闭环调节器，需要大量的计算，而DSP芯片TMS320F2812是具有包括A/D转换、PWM输出等丰富外设的高速数字处理芯片，主频可达150MHz，可以很好地满足大计算量，高实时性要求的控制系统。

基于以上考虑，本文采用了以DSP为核心的数字控制系统实现对整流器的控制。

2.3 课题的目的和任务

本系统工作的外部环境不是一个稳定不变的环境，风力发电依靠风力，而风力是不断变化的。所以要求本系统具有良好的自适应控制系统。

在理想状态下，风力发电机输出电压为28V/3相，发电机总的输出功率为300W，风力发电机输出电压频率为50HZ，发电机输出接入整流器。经过由DSP控制的IGBT模块变换，整流器输出直流电压，额定值为24V，直流电压稳定度要求在1%以下。

本系统涉及的部分很广，从发电机到电网要经过整流和逆变两大部分。整流和逆变部分都有的进行DSP控制，而两个DSP又由一块单片机控制，单片机负责对整流和逆变两部分工作状态的转换。

上文提到工作状态的不稳定性，所以系统必须工作在两个不同的稳态。在风速大于发出额定电压时需要的风速时，整流器正常运行起整流作用，通过DSP对IGBT的控制，根据转速实时调整，保持输出为28V。在风速不足的情况下，为了保证电网工作的稳定，需要从电网向风力发电机供电。具体工作如下：

(1) 对主电路模块、三相交流侧输入电感、直流侧电容进行研究设计，选定实验所使用的器件；

(2) 以TMS320LF2812 DSP为内核，设计控制电路，包括电压和电流采样电路，DSP内核的控制电路，用选定的IGBT，电容，电感完成主电路，搭建三相两电平PWM整流器实验平台，对电阻负载进行实验研究，并进行负载突变的实验研究：

(3) 完成上述PWM整流器样机的测试和试验，并对试验结果进行分析。

本课题研究内容是基于DSP控制的PWM整流系统设计方案。采用全数字的方法，使用高性能的DSP芯片，使系统在具有优良的动态控制性能的同时，还能拥有系统体积小，抗干扰能力强，集成度高等优点。

第三章 系统设计方案

3.1 PWM整流器主电路设计方案

图3.1 PWM整流器控制系统结构图

系统的硬件结构框图如图3.1所示。整个系统由主电路、控制电路以及信号采集电路3个子系统组成。主电路包括滤波电感，功率开关器件和直流滤波电容，主要完成功率的变换，实现能量的双向流动；控制电路采用以DSP为核心的数字化设计，这大大简化了硬件电路的设计，其主要任务是实现矢量控制算法并保证系统安全可靠运行，从而使网侧电流实现正弦化并与电网电压同相；信号采集电路子系统包括网侧电压、电流的检测以及直流电压的检测，将强电信号转化为0-3.3v的和DSP芯片电平兼容的模拟信号。

主电路中的功率开关器件采用三菱公司的智能功率模块(DIP-IPM) PS21865。这种IPM把功率开关器件和驱动电路集成在一起并优化了门极驱动电路，从而无需设计复杂的驱动电路，DSP输出信号通过简单的电平转换电路即可驱动开关器件。此外，IPM还集成了控制电源欠压、过电流和过热等故障检测电路。IPM可能工作于三种状态：正常驱动、短路保护和控制电源欠压保护。如果IPM中有一种保护电路动作，相应IGBT单元的输入信号将并输出一个故障信号Fo。因而即使发生负载事故或使用不当，也可以保证IPM自身不受损坏。

3.2 PWM整流系统常用控制策略

目前，PWM整流器有许多种控制方法，并且还在不断发展。就电压型PWM整流器的控制方式而言，主要分为间接电流控制和直接电流控制。间接电流控制又称为幅值和相位控制，是指通过控制整流器输入端电压，使其与电源电压保持一定的幅值相位关系，从而控制交流侧输入电流呈正弦波形，使装置运行在单位功率因数状态。直接电流控制通常在控制系统中引入实际的交流输入电流的反馈信号，将其与给定信号比较，通过对其误差的调节，来控制器件的通断，使得在一定误差范围内，保证实际电流与给定信号的一致，形成电压外环和电流内环的双闭环结构。直接电流控制具有比间接电流控制更好的控制性能，因此在实际中得到了广泛应用，其主要分为滞环电流控制、预测电流控制、定频PWM控制等。下面分别对幅值相位控制、滞环电流控制和双闭环电流解耦控制进行阐述。

3.2.1 幅值相位控制

幅值相位控制属于间接电流控制方案，由控制调制电压的幅值um，和控制调制电压与电源电压的相位差θ来达到控制输出直流电压和调节功率因数的目的[20]。

设电源电压为:

，i=1，2，3          （3.1）

交流调制电压的基波为:

                  （3.2）

其中，Vrms为电源电压的有效值，Vmod为调制电压的有效值。若满足单位功率因数关系，则有图3.2所示的矢量图。

可得矢量方程：

                           （3.3）

图3.2相位幅值控制矢量图

将调制电压Vm沿横轴和纵轴进行投影，则有:

                      （3.4）

                        （3.5）

由以上两式，可以得到电源电压与调制电压的相位差角:

                      （3.6）

调制电压为：

                        （3.7）

设调制比为：

                        （3.8）

因此，只要测得电源电压的有效值、直流侧电压，与直流参考电压Vref比较得出负载电流的变化量I=K(Vref-Vdc)，则可以计算出θ和Vm二从而确定调制比m，控制PWM调制波的输出。

产生PWM调制波的基本原则是将正弦波与三角波比较来确定脉宽，若定义三角载波为单位幅值，则正弦调制波为，通过调整占空比的大小和网侧电压与调制电压之间的相位差θ可以使网侧功率因数为1，而且还可以使θ超前和滞后，从而达到调节功率因数的目的。

相位幅值控制的优点是系统结构简单，可以省去昂贵的电流传感器，但是系统的响应速度以及控制精度都会有所降低。

3.2.2滞环电流控制

A.W.Green和J.T.Boys在19年提出了基于滞环电流控制的PWM高频整流器[21,22]。滞环电流控制是通过反馈电流if，与给定电流Ir进行滞环比较，将两者的偏差在设定的范围内，当反馈电流ifir+ih/2时，调制电路的输出使系统输入侧电流ir减小。这样不断进行滞环比较调节，使is始终跟踪给定电流ir，围绕给定电流波形作锯齿状变化，并将误差在滞环宽度范围内。若给定电流波形为正弦，滞环宽度ih恒定，则is的波形就会接近于正弦。

滞环电流控制响应快，可靠性好，易于硬件实现，特别适合于高性能的矢量控制系统。同时它能实现功率因数为1，具有交流侧输入电流波形接近正弦波及可以实现能量回馈等优良特性。

3.2.3双闭环电流解耦控制

电流双闭环控制的特点是引入电流内环，并采用前馈解耦的方式消除dq轴电流的耦合关系。电流内环的引入使得系统的动态调整性能较好，电流跟踪速度较快。对该控制方法的算法和控制结构。

在比较三种结构的性能后，得出以下结论：

(1) 幅相控制策略动态性能不好，电流调整能力不强，计算模块依赖参数精确性，稳态性能有偏差；

(2) 滞环电流控制策略性能最优异，其稳态、动态性能都很好，但固定的滞环宽度会导致开关频率波动，滞环宽度越小，最大开关频率越高；

(3) 双闭环电流解耦控制结构稳态性能很好，动态性能也较好，但实现上计算较为复杂。

通过以上分析，本文选取了双闭环电流解耦控制，并最终在仿真中得以实现，而其他的控制策略，如直接功率控制、滑模变结构控制、时间最优快速控制、非线性控制，从文献看，能够进一步提升系统性能。但限于本科阶段的时间和个人能力，这些控制策略本人尚未深入研究，故不再详述。

3.3 PWM整流系统控制方案

控制电路以TMS320F2812为核心，主要包括DSP芯片、显示电路以及模拟信号电平转换电路。TMS320F2812是TI公司为电机控制量身定制的32位定点DSP。该芯片的显著特点是具有两个适合电机控制的事件管理器，每个事件管理器均有2个通用定时器，6路具有死区功能的PWM输出，1个SVPWM硬件发生单元。与TI的另一款电机控制芯片TMS320F2407A相比，其主频更高，可达150MHz，因而更能够满足实时性要求。

图3.3是电压定向矢量控制软件程序流程图，所有算法均在DSP中由软件完成，主要包括电压、电流A/D转换及数字滤波算法，电压定向角的计算，直流电压的采集及闭环调节，电流旋转坐标变换以及相应的闭环调节以及SVPWM算法等。

基于电压定向矢量控制的PWM整流器具有输入电流正弦性好，系统以单位功率因数运行，能量自由双向传递，动静态控制性能优良等优点，本文介绍了基于DSP芯片TMS320F2812的PWM整流器矢量控制系统，给出了具体的软硬件设计方法。基于DSP的系统设计方案能够极大的减少设计工作量，并具有体积小，抗干扰能力强，可靠性高等优点。

图3.3 PWM整流器的控制策略软件流程图

第四章 硬件电路设计

三相PWM整流器硬件电路的设计主要包括主电路的设计和控制电路的设计。整体电路设计图如附录A所示，PCB板图见附录B，主电路包括电源部分，交流侧电感和直流侧电容，控制电路包括交流侧电压，交流侧电流采样电路，以及直流侧电压的采样电路。还包括以TI公司的TMS320F2812 DSP为核心的控制电路，开关管的驱动电路，以及与单片机的通讯电路。

4.1电源电路设计

电源电路由整流桥、电源变压器、滤波电路、和稳压电路四部分组成。如下图4.1所示。

图 4.1电源电路框图

整流和滤波电路：整流作用是将交流电压变成脉动电压。滤波电路一般由电容组成，其作用是脉动电压中的大部分纹波加以滤除，已得到叫平滑的直流电压。

稳压电路：由于得到的输出电压受负载、输入电压和温度的影响不稳定，为了得到更为稳定电压添加了稳定电路，从而得到稳定的电压。集成三端稳压芯片LM78XX具有较搞的精确度，加上电容滤波，对电路可以提供比较稳定的稳定电压。

图4.2 电源部分电路原理图

整流采用常用的二极管桥式整流电路。一般滤波电路常用的滤波电容有2200μF和1100μF两种，但要注意它的耐压值要大于电路中所承受的电压，并注意电压的极性的接法是上正下负。

计算滤波所需的电容值，可采用以下公式 

由此可得：C=1000uF              （4.1）

Vm为滤波之后的最大电压，Vr为滤波之后的波纹电压，即最大电压与最小电压的差值R为负载电阻，f为工频50Hz。全波整流之后的电压平均值为前面变压器副边电压有效值的1.35倍，滤波之后的电压平均值为全波整流电压平均值的1.2倍。还要在滤波电容两端并联一电源指示电路，即一个电阻串联一个发光二极管[6] 。电路调试时，如果发光二极管亮，则说明滤波之前的电路无故障，否则可判断出前面电路有问题。

计算与发光二极管串联的电阻值。发光二极管要想点亮都有一个最小电流，一般为几mA，这里取6mA。发光二极管导通时两端的管压降在2V左右。而滤波之后的电压为：

V=1.35×1.2×5≈8V                      （4.2）

电阻就等于两端的电压除以流过它的电流，即：

                          （4.3）

稳压电路的核心器件是LM78XX，如在实际应用中要注意加装散热片。了保护集成器件在接反的状态下不被烧毁，在输入、输出端之间以及输出与调节端之间分别接反向保护二极管1N4007。

此处所用整流桥以及后面提到的整流桥均为RBV600型号。

RBV600型整流桥可以适用于50V以下的情况，输入输出最高可达6A，特点是具有高电流通过能力，抗高浪涌电流能力以及低反向电流和低正向压降，电介质强度达到2000V，而且具有非常好的散热性，是一款非常可靠的整流桥。

4.2 采样电路设计

由于TMS320F2812的AD为单极性，只能识别0-3.3V的信号量，而电网电压和交流侧电流都为双极性的信号量，因此必须对从电压、电流霍尔传感器的输出信号进行转换，以满足DSP对输入信号的要求，同时还能满足控制系统对交流信号的识别。下面就对各信号的转换和采集电路进行介绍。

4.2.1 电压采样设计

电压采样原件选用电压互感器LCTV31CE，在风力发电机输出的三相电上任取一相与零线测量电压。

此电压互感器具有以下特性：

(1) 特 点：

①体积小，精度高；印刷线路板直接焊接安装，使用方便，外形美观。

②全封闭，机械和耐环境性能好，电压隔离能力强，安全可靠。

(2) 使用环境条件：

①环境温度：-40℃~+85℃；

②相对湿度：温度为40℃时不大于90%。

(3) 工作频率范围：20Hz~20KHz。

(4) 绝缘耐热等级：B级（130℃）。

(5) 安全特性： 

①绝缘电阻：常态时大于1000MΩ；

②抗电强度：可承受工频2000V/1分钟；

③阻 燃 性：符合UL94-Vo级。

LCTV31CE电压互感器输入电压可达1000Vac，输出电压小于0.5Vac，耐压为2000V。由于TMS320F2812的AD为单极性，所以需要在输出型号后接整流桥将交流型号转为直流，使DSP的AD部分可以识别。整流桥型号为上文所述的RBV600。

直流端的电压采样可以采用电阻分压的方式输出电压信号。

图 4.3 电阻分压原理图

计算Vout输出可以用下列公式

                        （4.4）

由于Vin在24V左右，所以按公式计算Vout在3.3V以下，符合DSP A/D部分的输入信号要求。

4.2.2 电流采样设计

电流采样原件选用电流互感器LCTA21CE，在由风力发电机输出的三相电通过电感后任选一相与零线测量电流。

此电流互感器具有以下特性：

(1) 特点：

①立式穿芯印刷线路板直接焊接安装、外形美观；

②体积小，精度高；全封闭，机械和耐环境性能好，电压隔离能力强，安全可靠。

(2) 使用环境条件：

①环境温度： -40℃~+85℃；

②相对湿度：温度为40℃时不大于90%。

(3) 工作频率范围：20Hz~20KHz。

(4) 绝缘耐热等级：B级（130℃）。

(5) 安全特性：

①绝缘电阻：常态时大于1000MΩ；

②抗电强度：可承受工频6000V/1分钟；

③阻燃性：符合UL94-Vo级。

LCTA21CE电流互感器输入可为1-50A，输出可在1-50mA调节，如图4.4所示

图4.4 LCTA21CE使用原理图

此处采样电阻R1选用40Ω，此时输入电流额定为5A，输出电流额定为2.5mA，额定采样点呀为0.1V，符合DSP A/D部分的输入要求。

4.3 IGBT驱动电路设计

在本系统中驱动部分是最重要的部分，驱动电路的好坏直接关系到输出电流的质量，以及转换的速度。所以不光需要能驱动开关器件，还要有电源欠压保护，过电流保护和过热保护等措施保证系统正常运行。本文中选取的开关器件为IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor），绝缘栅双极型晶体管）。

4.3.1 IGBT驱动电路设计要求

本系统选用IGBT模块来搭建整流电路和逆变电路。对IGBT模块的选择应考虑如下四个方面:

(1) 额定电压Uce的选择

考虑电网电压瞬态尖峰、电压波动、开关电流引起电压尖峰等，通常，如果稳态时，

外加最高电压为Vm，则可选的耐压值Uce=2Vm；

(2) 额定电流Ice的选择

对于额定电流Ice的选择，要根据实际电路中最大额定电流Ie、负载的类型、允许过载的程度等因数。一般的电阻性负载的电压变换装置中，若实际电路中电流最大有效值为Ie，则要选Ics=1.5Ie。在任何情况下，通过集电极的最大电流必须处在安全工作区的规定范围内；

(3) 散热条件

在良好的冷却条件下，可选用额定值较小的IGBT模块；

(4)实际条件

根据生产厂家的产品样本规格，以及PWM整流器所处的工作环境，选择合适的器件。

IGBT的栅极驱动电路在它的应用中有着特别重要的作用，IGBT应用的关键问题之一就是栅极驱动电路的合理设计。IGBT对驱动电路有许多特殊的要求，概括起来主要有:

(1) 栅极驱动电压脉冲的上升率和下降率要充分大，使IGBT能快速开通和关断，缩短开关时间，减小开关损耗。

(2) 在IGBT导通后，栅极驱动电路提供给IGBT的驱动电压和电流要具有足够的幅值。该幅值应能维持IGBT的功率输出级总是处于饱和状态，当IGBT瞬时过载时，栅极驱动电路提供的驱动功率要足以保证IGBT不退出饱和，避免损坏。

(3) 栅极驱动提供给IGBT的正向驱动电压+UGS增加时，IGBT输出级晶体管的导通压降UDS和开通损耗值将下降。担负载短路过程中，IGBT的集电极电流也会随+UGS的增加而增加，并使IGBT承受短路损坏的脉宽变窄因此，IGBT的栅极驱动电压应该选取其所需要的最小值。

(4) IGBT在关断过程中，反向负偏压-UGS有利于IGBT的快速关断，但是，其电压值过大会造成IGBT的反向击穿。所以-UGS也要合理取值(此值一般为．-2~-15V)。

(5) 虽然IGBT的快速开通和关断，有利于缩短开关时间和减小关断损耗，但在过流和短路保护时，过快的关断反而很危险。因为过快的关断会由于di/dt过高，在主电路电感中引起很高的反电势Ld/dt使IGBT集电极产生尖峰电压足以损坏IGBT．但是lGBT的开关时间也不宜过短，其值要根据电路中所有元件耐受du/dt的能力及IGBT自身的du/dt吸收电路性能综合考虑。另应说明，由于IGBT逆变器多为带有续流二极管的电压逆变器，所以电感通过续流二极管续流，不会引起IGBT承受过高的Ldi/dt的问题。

(6) IGBT在电力电子设备中多应用于高压场合，所以驱动电路应与整个控制电路在电位上严格隔离。

(7) 栅极驱动电路及IGBT之间的配线，由于栅极信号的高频变化，为防止造成同一个系统多个IGBT的栅极驱动电路捆扎在一起很容易引起互相干扰，引线应采用绞线或同轴电缆屏蔽线，同时栅极驱动电路中IGBT模块的栅-射级引线应尽可能短。

考虑到上述要求， 本文决定使用模块化IGBT，本系统选用三菱公司生产的PS21865型DIP-IPM。

4.3.2三菱DIP-IPM技术参数

功能概要：

PS21865 DIP-IPM采用传递型封装结构将功率电路和驱动保护电路集成于一体的小型智能功率模块。

产品特点：

(1) 3相AC变频输出电路搭载三菱第5代平面型IGBT和CSTBT（Carrier Stored Trench-gate Bipolar Transistor：

具有载流子蓄积层的沟槽型门极构造双极晶体管）功率芯片，实现更低损耗。

(2) 5A～30A品搭载平面型IGBT，50A品搭载CSTBT功率芯片。

(3) 采用自举电路结构，可实现单电源驱动。(需要自举电容，二极管等外部附加部品)

(4) 内置有IGBT驱动电路，过载保护，控制电源欠压保护功能。

P侧：UV（控制电源欠压保护）→不输出故障信号Fo

N侧：UV/SC(过载保护)→输出故障信号Fo（过载保护功能需要外部配置母线电流检测用旁路电阻。）

(5) 内置专用HVIC(High Voltage IC:600V)，无需绝缘电路（如光耦），可从单片机直接接收控制信号。

(6) 输入接口电路采用高电平驱动逻辑，消除了旧产品低电平驱动方式对电源投入和切断时的时序要求。增强了模块自保护能力。而且，可直接由DSP或3V级单片机驱动。

图4.5 PS21865 DIP-IPM 内部框图

总电路原理图见附录A

三菱PS21865 DIP-IPM 各项指标均符合设计标准，性能稳定，使用方便，又可起到保护电路的作用。所以本系统选用此元件作为驱动电路及其IGBT模块。

PS21865 DIP-IPM 内部框图如4.5。

4.3.3 PS21865引脚介绍

表4.1  PS21865引脚功能表

4.3.4驱动电路设计

如图4.5所示。其中UP、VP、Wp、UN、VN、WN的信号来源为DSP的PWM输出部分，由于DSP的PWM部分直接输出的电流较小所以需要中间加入驱动电路，上拉电压为5V。电路图如下：

图4.6驱动部分电路原理图

M0-M5为输出部分，输出到DIP-IPM的UP、VP、Wp、UN、VN、WN引脚，PWM信号由DSP2812上的PWM7-PWM12引脚输出。

4.4 DSP控制系统设计

4.4.1 DSP控制系统构成

图4.7所示为一个典型的DSP系统。

图4.7 典型DSP系统框图

输入信号首先进行带限滤波和抽样，然后进行A/D（Analog to Digital）变换将信号变换成数字比特流。根据奈奎斯特抽样定理，为保证信息不丢失，抽样频率至少必须是输入带限信号最高频率的2倍。

DSP芯片的输入是A/D变换后得到的以抽样形式表示的数字信号，DSP芯片对输入的数字信号进行某种形式的处理，如进行一系列的乘累加操作（MAC）。数字处理是DSP的关键，这与其他系统（如电话交换系统）有很大的不同，在交换系统中，处理器的作用是进行路由选择，它并不对输入数据进行修改。因此虽然两者都是实时系统，但两者的实时约束条件却有很大的不同。最后，经过处理后的数字样值再经D/A (Digital to Analog)变换转换为模拟样值，之后再进行内插和平滑滤波就可得到连续的模拟波形。

4.4.2 DPS系统的设计过程

总的来说，图4.8所示是DSP系统设计的一般过程。

图4.8 DSP系统的设计流程

4.4.3 DSP硬件电路设计

(1) 电源和复位电路设计

电路图如下：

电源直流5V电源接入，经总开关进入稳压IC，分别转换为3.3V和1.8V。其中VCC为数字部分的3.3V供电，3.3VA为模拟部分的3.3V供电。数字部分和模拟部分电源的隔离使电源对系统的干扰更小。

复位部分主要有SP08R芯片组成，按下S1可使DSP系统复位，另外可以在程序中设置看门狗程序，防止系统进入死循环。

图4.9电源和复位部分电路原理图

 (2) A/D电路设计

电路图如下：

图4.10 A/D电路原理图

在系统需三个AD接口，上图为三个AD接口外围电路电路图，LM358为双运放，所以需要两片。此处使用LM358可以放大输入电流，是转换结果更加精确。

(3)主芯片及外围电路

DSP2812引脚数量比较多，一共有176个引脚，引脚间距非常密集，为了使用方便所以用外扩接口接到了DSP外部。外部电源5V、数字3.3V、模拟3.3V、1.8V均用电容与地隔离，减少电源干扰。

图4.12为晶振部分电路，晶振采用30MHz。

图4.11 DSP&外围电路

图4.12晶振部分电路图

(4)PWM输出电路设计

如图所示：

图4.13PWM输出电路

PWM信号输出部分为PWM7-PWM12引脚，引脚接上图电路再输入到图4.6所示的驱动电路，这种设计有助于提高信号精度，增强系统的稳定性。

第五章 系统仿真及结果分析

5.1 三相PWM整流系统仿真波形

本文以TMS320F2812 DSP为核心搭建控制电路，对PWM整流器及其控制方法进行了仿真验证，完成了系统在纯电阻负载条件下的整流运行。

图5.1电阻负载条件下控制框图

仿真电路图见附录A

仿真参数如下：仿真输入交流相电压28V，交流侧电感10mH/8A，直流侧电容为l000uF/400V，负载为纯阻性负载100Ω/400V．输入电压为三相平衡电压．用IGBT模块作为六个开关管，在三相电网电压平衡的条件下，只需检测两相电压和两相电流，从而可以节省硬件资源。利用TMS320F2812 DSP的串行外设接口(SPI)外接控制面板，来实现键盘和显示功能，可以在线调试PI参数、PI参数的上下限幅值、额定直流电压、开关频率等，并且可以显示实际的直流电压，实现在线观测等功能。

下面给出了以纯电阻为负载，完成的双闭环电流解耦控制仿真结果。

在控制系统中，为了避免上下开关管直通现象的发生，死区时间设置为4.8us。a相交流输入电压和a相电流波形，过渡过程大约为0.003S，过渡时间较短，验证了三相PWM整流器的快速动态性能：整流器在运行前，IGBT模块的反并联二极管处于整流状态，由于电感的作用，电流呈马鞍状；由图5.2看出当PWM整流器稳定运行在整流状态时，电网电压和电流基本同相位，但电流波形不是标准的正弦波，存在一些谐波，谐波含量大概为5%，由图5.3可见功率因数大概为0.95，由此可见网侧功率因数接近1。

图5.2为稳态时的三相电流波形

图5.3 系统功率因数

图5.4中PWM整流时，直流侧电压稳定，基本稳定在24V，上下波动约为0.1V，波动较小。

图5.4系统启动波形

图5.6是负载突变仿真波形。系统在三相输入相电压有效值为28V，负载为100Ω时，交流侧电流幅值为1.7A，通过切换改变电阻负载为50Ω，故负载功率增加约一倍，观察到电流约在一个周期内完成调整过程，幅值由1.7A左右上升到3.3A左右，体现了较好的动态调节性能。

图5.6负载突变时a相电压和电流波形

图5.7负载突变时输出电压波形

从仿真波形的结果来看系统带载起动迅速，起动到稳定不到0.1 s，目输出电压稳定，超调很小，输入侧功率因数可达0.99以上，稳态性能达到了预期要求。负载由100Ω 变为50Ω时输出电压波动不明显（图5.7），输出电压稳定性好，有较快的动态响应速度。

5.2 仿真总结

从以上三相电压型整流仿真试验波形可以看出：三相电压型整流在稳态时，相电流和相电压相位存在较小静差，样机运行在高功率因数整流状态，近似于单位功率因数整流；二极管整流到PWM整流过渡时，过渡过程很短，验证了PWM整流器的快速动态性能：而直流侧电压则缓慢上升，具有较大的稳定性。负载突变时，调整时间较短，体现了PWM整流器较好的动态调节性能。以上各波形基本同仿真波形性质相同，从而相互验证了设计和调试的正确性。

结 束 语

PWM整流器具有功率因数可控，交流输入侧电流波形正弦度高等优势。在UPS、交流传动、风力发电等领域得到广泛的应用，成为了传统二极管、晶闸管整流系统的理想替代方案。

本文从PWM整流器的基本原理开始，详细讨论了三相PWM整流的拓扑分类，在基于电压型三相PWM整流器拓扑结构的基础上，设计了基于DSP控制的三相PWM整流电路，并通过仿真验证了方案的正确性。同时制作了一套基于TMS320F2812 DSP的控制电路和三相电压型PWM整流器仿真装置，编制了系统软件。讨论了主电路中交流侧电感和直流侧电容的设计方法，为本文的控制策略提供了仿真平台。

通过系统仿真波形，可以看出：系统仿真波形和样机试验波形结果一致，相互验证了理论设计和实际样机调试的正确性：整流状态下，能够有效地抑制注入电网的谐波，使网侧电流连续，且为正弦波；网侧功率因数控制（如单位功率因数控制）；直流电压可控。

参 考 文 献

[1]  沈安文,高性能双PWM交流传动系统的研究与开发[D]. 浙江大学博士学位论文1997.

[2]  王兆安,张明勋,电力电子设备设计和应用手册[M].北京:机械工业出版社,2002:675-676.

[3]  詹长江.大功率PWM高频整流系统波形控制技术研究[D]. 华中理工大学博士学位论文,1997.

[4]  张祟巍,张兴.PWM整流器及其控制[M].北京：机械工业出版社,2003.

[5]  Akagi, H.; Fujita, H. A new power line conditioner for harmonic compensation in power systems[J].  IEEE Transactions on Power Delivery, 1995, 10(3): 1570-1575.

[6]  Zhang, Z.-C.; Ooi, B.-T.Multimodulu current-source SPWM converters for a superconducting

magnetic energy storage system. [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 1993, 8(3): 250-256.

[7]  Habetler, T.G; A space vector-based rectifier regulator for AC/DC/AC converters. [J], IEEE Transactions on Power Electronics, 1993, 8(1): 30-36.

[8]  Ooi, B.T.; Wang, X.; Voltage angle lock loop control of the boost type PWM converter for HVDC

application [J], IEEE Transactions on Power Electronics, 1990, 5(2): 229-235.

[9]  Fujita, H.; Watanabe, Y.; Akagi, H. Control and analysis of a unified power flow controller. [J], IEEE Transactions on Power Electronics, 1999, 14(6): 1021-1027.

[10] 毛鸿,沈琦,吴兆麟.PWM整流器的电压控制策略研究[J],电气传动,2000.22 (3):21-23.

[11] 何新霞,张加胜,王平.电压型PWM可逆整流器建模与系统仿真[J].石油大学学报（自然科学版）, 1999, 23(3):93-95.

[12] 詹长江,韩郁,赵良炳,等,基于电压空间矢量PWM脉宽调制方式的新型三电平高频整流器研究[J].电工技术学报.1999.14 (2);60-.

[13] 熊健,康勇,段善旭,等.三相电压型PWM整流器控制技术研究[J],电力电子技术,1999,33(2):5-7.

[14] 熊健,张凯,裴雪军,等,一种改进的PWM整流器间接电流控制方案仿真[J],电工技术学报.2003,18 (1):57-63.

[15] 届克庆,陈国呈,孙承波.基于幅相控制方式的零电压软开关三相PWM变流器[J].电工技术学报, 2004, 19 (5):15-20.

[16] 黄科元,贺益康,胡奇峰.交流励磁用三相PWM整流器的研究[J].浙江大学学报（工学版）.2004.38 (1):48-51.

[17] 张纯江,顾和荣,王宝诚.基于新型相位幅值控制的三相PWM整流器数学模型[J],中国电机工程学报,2003,23(7):28-31.

[18] 徐小品,黄进,杨家强,瞬时功率控制在三相PWM整流中的应用[J],电力电子技术, 2004.38(2): 30-31.

[19] 李玉玲.张仲超.基于空间矢量的电流型整流器的功率因数校正技术研究[J],电气传动, 2005.27(5): 32-34. 

[20] 张兴.PWM整流器及其控制策略的研究[D], 合肥工业大学博士学位论文,2003.

[21] 詹长江,康勇等,基于空间矢量SPWM控制的高频整流器[J],电力电子技术.1997,31(2):57-59.

[22]  Ana Borisavljevic, M. Reza Iravani, Shashi B. Dewan. Digitally Controlled High Power Switch Mode Rectifier. [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2002,17(6): 913-924.

致  谢

我要感谢我的导师吴新开教授。本文是在吴老师的悉心指导下完成的，吴老师渊博的学识，严谨的治学态度，精益求精的工作作风深深地感染和激励着我，也将会使我终身受益。在四年的学习和研究工作中，吴老师始终给予我细心的指导和不懈的支持，我所取得的每一点成绩都是与吴老师的悉心关怀指导分不开的。在此，我向他致以深深的敬意和表示衷心的感谢!    感谢所有给予我帮助的朋友们，谢谢他们的热情帮助，衷心地感谢他们!特别要感谢我的父母，感谢他们的生养之恩，感谢他们对我的关怀、照顾、支持和鼓励，祝愿他们幸福、安康!

附录A 

主电路原理图：

附录B

PCB图：

附录C

原件清单：

附录D

DSP部分电路原理图：下载本文