徐 勇
(上海大屯能源股份有限公司发电厂,江苏徐州221000)
摘 要:随着变频调速的日益普及,变频器已成为电力系统中最大的谐波源,因此需要设计变频器输出滤波器来抑制谐波。通过理论分析及具体设计,阐述在滤波器设计中,LC参数的选择方法,为变频器输出滤波器的设计提供参考。
关键词:低压变频器;滤波器;谐波
中图分类号:T N713+.1∶T M921.51 文献标识码:A 文章编号:167326540(2007)1220036204
D esi gn of L V I nverter F ilter
XU Yong
(Shanghai Datun Power Co.,L td.,Xuzhou221000,China)
Abstract:A l ong with the expanding and expanding of VVVF technol ogy,the inverters have become the most har monic s ource of power syste m.Must design a inverter out put filter t o restrain har monic.Thr ough theoretical analy2 sis and concrete design,the selecti on of LC para meters in filter designing is expounded for reference of designer of in2 verter out put filter.
Key words:low volt age i n verter;f ilter;har m on i c
1 变频器输出谐波范围
众所周知,低压交2直2交变频器的逆变电路均采用双极性正弦脉宽调制(SP WM)逆变器。所谓SP WM逆变是以三角波为载波,以目标频率的正弦波为调制波,通过计算三角形载波与正弦调制波的交点,控制绝缘栅双级晶体管(I G BT)的通断,从而实现脉宽调制波输出。
在忽略直流纹波的情况下,可以通过傅里叶级数分解,将脉宽调制波分解为基波及各次谐波的叠加。根据贝塞尔函数可以推导出SP WM波的傅里叶级数表达式。其双极性SP WM控制方式下,SP WM波所包含的谐波角频率为:
nωC±kωr
式中:n=1,3,5,…时,k=0,2,4,…
n=2,4,6,…时,k=1,3,5,…
ω
C
———载波角频率;
ω
r
———调制波角频率。
当载波频率较高时,可以通过消除有限次谐波的算法,消除5、7、11、13、17等低次谐波。
一般低压变频器载波频率均在2kHz以上,甚至达到20kHz,故变频器输出滤波器需要抑制的谐波的最低频率为:
f m in=f C-kf r
式中:f
C
———载波频率;
f r———调制波频率,即变频器输出的基波频
率;
k———系数,由于k>10时,其谐波幅值已非常小,故取k=10即可。
2 LC滤波器网络分析
2.1 滤波器空载分析
采用LC滤波器作为变频器输出滤波器,其基本电路结构如图1所示
。
图1 LC滤波器原理图
—
6
3
—
当不考虑负载影响时,角频率为ωn 的谐波输出电压
U out =1/j ωn C j ωn L +1j ωn C
U in =1
1-ω2n τU in
(1)式中:U out ———角频率为ωn 的谐波输出电压;
U in ———角频率为ωn 的谐波输入电压;ωn ———谐波的角频率,ωn =2
πf n ;τ———滤波器时间常数,τ=LC 。
式(1)中,令:ωn =ω0=2
πf 0时,1-(2πf O )2
LC =0,则:
f O =
1
2πLC =
1
2
πτ(2)
f 0即为LC 滤波器的谐振频率。
再令:ωn =ωT =2
πf T 时,(2πf T )2LC =2,则:f T =
12
π2
LC
=
1
2
π2
τ
(3)
f T 即为LC 低通滤波器的上限频率。
由设输入频率为f in 。当0 f in =f O 时,电路谐振,输出幅值无限大。 LC 滤波器正是通过选择合适的时间常数τ, 抑制频率大于f T 的各次谐波的幅值。 τ=LC =2(2πf T )2=2ω2T >2 ω2 m in (4)式中:ωT ———滤波器上限角频率; ωm in ———变频器输出谐波的最小角频率。由以上分析可以看出,LC 滤波器的滤波时间 常数τ必须大于2/ω2 m in ,才能有效抑制变频器输出的谐波。当τ小于该值时,不仅不能滤除谐波,反而会使谐波电压放大,甚至使谐波在LC 间谐振,造成意想不到的损失;但如果τ过大,会使空载基波输出电压过高,甚至超过电容的额定电压,而使电容击穿。 变频器输出滤波器抑制谐波的能力取决于对谐波幅值的衰减,而滤波器对谐波相位的影响无关紧要,故以谐波抑制比λn 表征滤波器对角频率为ωn 的谐波的抑制能力。谐波抑制比定义为: λn = U out U in (5) 由式(1)LC 滤波器对角频率为ωn 的谐波的 抑制比 λn = U out U in = 1 |1-ω2 n τ| (6) 由上式可见,谐波抑制比越小,表示滤波器对谐波的抑制能力越强。2.2 LC 滤波器电路应用 变频器输出LC 滤波器应用电路单相原理图 如图2。 图2 变频器输出滤波器应用原理示意图 图2中忽略了变频器及电抗器电阻,其目的是为了简化计算。实际使用中,变频器输出电阻及电抗器电阻有利于谐波衰减,但同时也会对基波产生一定的压降,故设计中只要对滤波器输出的基波压降留有一定裕量,即可满足要求。 在图2中,设角频率为ωn 的谐波,输入电压为U in ,则滤波器的输出电压为: U out = 1 1/(j ωn L 1+R )+j ωn C 1 1/(j ωn L 1+R )+j ωC +j ωn L U in ≈ (R 2 +ω2 n L 2 1)(1-ω2 n τ)-j ωn RL (R 2 +ω2 n L 2 1)(1-ω2 n τ) 2 U in (7) 式中,考虑基波压降,通常使L νL 1,故L +L 1≈ L 1。 又由于对于谐波角频率ωn 有ω2n τ>ω2 m in τ> ω2T τ=2,故:ωn RL (R 2 +ω2 n L 21 )(1-ω2n τ) 2 < RL ωn L 2 1 (1-ω2n τ)2ν1 |1-ω2 n τ| 则输出电压表达式可化简为: U out ≈(R 2+ω2n L 21)(1-ω2n τ)-j ωn RL (R 2+ω2n L 21)(1-ω2n τ) 2 U in ≈1 1-ω2 n τ U in (8) — 73— 式中:L 1 ———电机负载等效电感; R———电机负载等效电阻; τ———滤波器的时间常数。 由式(8)可以看出,对于角频率ω n >ωT的谐波,滤波器输出电压与空载状态基本相同。故滤波器满载情况下,LC滤波器的谐波抑制比与空载相同。 2.3 满载情况下的基波输出输入电压比 LC滤波器的串联电抗器,对基波输出电流存在压降。由式(7)可以推导出滤波器基波输出电压 U O1=R2(1-ω21τ)+ω21L1(L1+L-ω21L1τ)-jω1RL R2(1-ω21τ)2+ω21(L1+L-ω21L1τ)2 U I1 (9) 为保证滤波器输出电压质量,应使滤波器的输出输入电压比的绝对值 λ 1= U O1 U I1 ≥98% 3 LC滤波器的设计示例 3.1 滤波器时间常数计算 本例为三垦SPF290K变频器输出滤波器的设计。采用SPF290K变频器产生最高60Hz输出频率。电源电压采用调压器举升,最高为460V。 三垦SPF290K变频器载波频率随负载变化而变化,其范围为2～6kHz。当负载较重时,为减小I G BT的开关损耗,其载波频率较低;反之较高。 变频器最低谐波频率 f m in=f C-kf r=1400Hz 取:f T = 1 2π 2 LC =1000Hz 则输出滤波器的时间常数 τ=LC=2 (2πf T)2 =5×10-8s 3.2 电容选型 在选择电容器时需要注意:电容器的额定电流通常是根据额定电压下的工频电流设计的,在LC滤波器中,流过电容的电流不仅包括基波电流,还包括谐波电流。故电容器的选择首先确定每相电容量,然后计算额定电压下的工频电流及相应变频器输出的最大谐波电流。由于变频器输出的最大谐波电流不易计算,故常规设计中选择高电压等级的电容器,并且其额定电流至少为基波电流的1.3倍。 本例中,变频器输出最大线电压为440V,相电压为254V,故选额定电压为400V的单相电容器组成星形接法,中性点接地。电容器型号为BZ MJ0.422021,每相电容量为398μF。 电容电流裕量计算如下:BZ MJ0.422021的额定电流为50A,流过电容器的基波电流 I1C= U1L 3 ω 1 C=38.1A 则电流裕量为31%,符合要求。 3.3 电抗器选型 电抗器的电感量L=τ/C=0.13mH。电抗器采用空心电抗器,取电感系数为0.15mH,额定电流200A。 3.4 LC滤波器实际时间常数 LC滤波器实际时间常数τ=LC=6×10-8s。 3.5 LC滤波器谐振频率及上限频率验算 LC滤波器谐振频率 f0= 1 2πLC =652Hz 上限频率 f T= 1 2π 2 LC =922Hz 3.6 基波输出输入电压比 空载时基波输出输入电压比 λ 01 = U O1 U I1 = 1 |1-ω21LC| =1.01 即空载时,基波幅值上升1%,相位不变。 根据估算,90k W、440V、60Hz的电动机,其折算为Y形接法的每相绕组R=1.4Ω,L=2.31 mH。则满载时基波输出输入电压比 λ 1 = U O1 U I1 =99%>98% 其幅值衰减1%。 3.7 谐波抑制比 滤波器对变频器最低输出谐波的谐波抑制比 λ 1.4k = U O1.4k U I1.4k = 1 |1-ω21.4kτ| =27.5% 可以验算,频率越高,其谐波抑制比越小。 — 8 3 — 4 结 语 LC滤波器滤波时间常数取决于变频器的载波频率。时间常数过大,会增大滤波器的体积及成本,还会使滤波器空载输出电压过高,甚至超过额定电压;时间常数过小,可能导致谐波放大,甚至谐振。选择电容器时,电容器的额定电流必须留有足够的裕量。电抗器的电感系数的选择,必须考虑基波压降,保证工频情况下电动机的电压质量,且留有裕量。电抗器宜采用空心电抗器,绕组电流密度应考虑漏磁通在绕组中产生的涡流。 【参考文献】 [1] 张皓,续明进,杨梅.高压大功率交流变频调速技术 [M].北京:机械工业出版社,2006. [2] 林辉,王辉.电力电子技术[M].武汉:武汉理工大 学出版社,2002. [3] 三垦力达电气(江阴)有限公司.S AMCO2VM05使 用说明书[G].2006. [4] 王兆安,杨君,刘进军.谐波抑制和无功功率补偿 [M].北京:机械工业出版社,2002. 收稿日期:2007211209 (上接第17页) 有效降低系统稳态时的损耗。DT C开关表的修正,有效地改进了P MS M的起动性能。计算机仿真和试验结果都表明,所提出的改进的DTC是可行的,对电动汽车驱动控制系统的设计具有一定的参考价值。 【参考文献】 [1] 曹秉刚,张传伟.电动汽车技术进展和发展趋势 [J].西安交通大学学报,2004,38(1):125. [2] CHANG C C,CHAN K T.An advanced per manent magnet mot or drive system for battery2powered electric vehicles[J].I EEE Trans on Vehicular Technol ogy, 1996,45(1):1802188. [3] RAHMAN M F,Z HONG L.Voltage s witching tables f or DTC contr olled interi or per manent magnet mot or [C]//Annual Conference of the I EEE I ndustrial E2 lectr onics S ociety,1999:144521451. [4] 徐艳平.永磁同步电机的直接转矩控制的研究 [J].电力电子技术,2003,37(3):15217. [5] 唐任远.现代永磁电机理论与设计[M].北京:机 械工业出版社,1997. [6] ZHONG L,RAH MAN M F,HU W Y,et al.Analysis of direct t orque contr ol in per manent magnet synchr o2 nous mot or drives[J].I EEE Trans on Power Elec2 tr on.1997,12(3):5282535. [7] 田淳.无位置传感器同步电机直接转矩控制理论 研究与实践[D].南京:南京航空航天大学.2001. [8] 王立欣,王宇野,王丰欣.基于DSP的电动汽车用 永磁同步电机的控制方法[J].电机与控制学报, 2005,9(1):51254. [9] 江思敏.T MS320LF240X DSP硬件教程[M].北京: 机械工业出版社,2003. [10] 刑伟,朱建光,唐任远.基于T MS320LF2407A的电 动汽车驱动控制系统设计[J].沈阳工业大学学 报,2005,27(1):23227. 收稿日期:2007206215 机械工业船用电机电器 标准化技术委员会一届二次会议召开 机械工业船用电机电器标准化技术委员会一届二次会议于2007年11月6日～11月8日在福建省武夷山市召开,出席会议的有标委会委员、中国船级社天津分社和青岛分社、全国防爆电气标委会秘书处以及有关单位的专家共计36人。 本次会议审议通过了2007年机械工业船用电机电器标准化技术委员会工作情况的汇报和2008年标准化工作计划,审查通过了G B/T3783—ΕΕΕΕ《船用低压电器基本要求》国家标准。 (机械工业船用电机电器标准化技术委员会 供稿) — 9 3 —下载本文
