特性
·两路的电流模式PWM控制器·内建高压启动稳压器
·混合2.5A主输出驱动器
·单一电阻设置最高振荡频率2MHz ·可同步振荡器
·可设置最大占空比
·高输入电压占空比回折
·打嗝限流模式时间常数可调
·内建斜波补偿
·输入欠压保护点可调
·两个通道可调节缓启动
·直接连接光耦晶体管界面
·温度保护
应用
·通讯电源变换器
·工业电源变换器
·+42V汽车系统描述
LM5032是双通道电流模式PWM控制器。包括控制任意两路的正激变换器或单路高电流变换器的两个交错功率级的所有特性。两个相位差180°的控制通道用于减少输入纹波电流。LM5032包含一个启动稳压器使其可以工作在高至100V的宽工作电压和混合（双极晶体管加CMOS）输出驱动器，可以提供充足的2.5A峰值灌电流。可调整的最大占空比可减少原边开关管应力。额外功能包括可设置的输入欠压保护，逐个周期电流，打嗝模式失效保护和可调整的响应时间，PWM斜波补偿，软启动和可同步的2M 振荡器。
封装
·TSSOP-16
PIN描述
引脚名称描述应用信息
1VIN输入供电输入启动稳压器。工作电压范围13V～100V。瞬间承受105V。
2COMP1第一通道PWM控制器第一通道电压反馈，通过内部1/3衰减后接第一通道PWM比较器反相输入端。第一通道输出占空比随COMP1电压的升高而增加。
内部通过5K上拉电阻接5V，为光耦晶体管提供偏流。
3CS1第一通道电流检测电流模式控制器输入端和限流检测。当CS1电压超过0.5V，OUT1脉冲将立即终止，逐个周期限流。
CS1外接电阻可以调整PWM斜波补偿。
这个脚的电压不能超高1.25V。
4SS1第一通道软启动通过内部50uA电流源为外接电容充电设置软启动速度。当限流重新启动时，电流源减少到1uA，从而增加再次重启延时。
强制SS1电压低于0.5V可关闭第一通道控制器。
5UVLO输入欠压保护通过外接分压电阻可以设置输入欠压保护阈值。UVLO 比较器参考电压1.25V。
一个可切换的20uA电流源提供了可调整的回差。UVLO电压同样控制最大占空比。
6VCC启动稳压器输出高压启动稳压器输出7.7V。最小19mA限流。
7OUT1第一通道输出驱动器第一通道原边开关管驱动器。OUT1电压在VCC和GND1之间摆动，频率为振荡频率的一半。
8GND1第一通道地第一通道地。包括开关管驱动器，PWM控制器，软启动和维持功能。
9GND2第二通道地第二通道地。包括开关管驱动器，PWM控制器，软启动。
引脚名称描述应用信息
10OUT2第二通道输出驱动器第二通道原边开关管驱动器。OUT2电压在VCC和GND2之间摆动，频率为振荡频率的一半。
11RES打嗝模式重启调整一个外接电容设置强制重启前延时的逐个周期限流持续时间。（就是经历限流多久后进入打嗝模式）比较器阈值2.55V。
12SS2第二通道软启动通过内部50uA电流源为外接电容充电设置软启动速度。当限流重新启动时，电流源减少到1uA，从而增加再次重启延时。
强制SS2电压低于0.5V可关闭第二通道控制器。
13CS2第二通道电流检测电流模式控制器输入端和限流检测。当CS2电压超过0.5V，OUT2脉冲将立即终止，逐个周期限流。
CS2外接电阻可以调整PWM斜波补偿。
这个脚的电压不能超高1.25V。
14COMP2第二通道PWM控制器第二通道电压反馈，通过内部1/3衰减后接第二通道PWM比较器反相输入端。
第二通道输出占空比随COMP2电压的升高而增加。
内部通过5K上拉电阻接5V，为光耦晶体管提供偏流。
15DCL占空比一个外接电阻设置OUT1和OUT2的最大允许占空比。
16RT/SYNC振荡器设置和同步输入一个外接电阻设置振荡频率。这个脚同样可以接受一个外部信号源交流耦合同步脉冲。
LM5032包括控制任意两路的电流模式DC/DC变换器或单路高电流变换器的两个交错正激功率级的所有特性。共用一个振荡器，相位差180°的两个控制通道用于减少输入纹波电流。每个通道有各自完整的PWM控制器，电流检测，软启动和驱动器。共用的部分包括启动稳压器，输入欠压保护电路，2MHz振荡器，最大占空比和打嗝模式失效保护。
驱动器部分（OUT1，OUT2）为N-MOSFET设计，它是混合电路驱动器，缩短了关断时间，减少了开关损耗。额外的功能包括温度保护，斜波补偿和可同步的振荡器。
输入欠压保护UVLO
LM5032的输入欠压保护电路设计为输入电压达到阈值电压以上时使能内部输入启动稳压器和输出驱动器。此时原边电路正常工作。欠压保护比较器阈值电压为1.25V。在输入电压和地之间接一个电阻分压网络，当输入电压升至期望的阈值时，分压电压达到欠压保护比较器阈值1.25V。当输入电压低于设置的阈值，内部输入启动稳压器和输出驱动器关闭，内部20uA电流源也被关闭。当输入电压升至阈值，比较器输出转变为低电平，内部电路及20uA电流源被使能。20uA电流流至外接的分压网络节点，使UVLO电压上升，以此形成回差。UVLO电压还在内部改变最大占空比的，那可能会影响UVLO分压电阻的选取。最大输入电压时，UVLO电压不要超过6V。分压电阻计算流程参考应用信息部分。
LM5032可以使用外部开关强制UVLO电压低于1.25V使控制器关闭。当UVLO为低电平，输出驱动器和启动稳压器被关闭，芯片进入低功耗模式。如果VCC没有接外部电源，则VIN电流降到约500uA。如果VCC使用了外部电源，则VIN电流大约50uA，VCC电流约4.3mA。如果需要关闭启动稳压器以外的功能请看软启动部分。
启动稳压器，VIN，VCC
LM5032内部有完整的高压启动稳压器。VIN脚可接受输入电压范围13V～100V，瞬间允许105V。启动电路为串联稳压器和UVLO电路提供偏置电压。当UVLO电压低于1.25V，串联稳压器被关闭。当输入电压高于100V的应用，内部启动稳压器需经外部预稳压，或使用额外的低压电源。请参考应用信息部分。
启动稳压器欠压保护电路（UVT）监视VCC电压。当串联稳压器被使能，且VCC电压大于7.6V，UVT比较器通过“Drivers Off”信号使能PWM控制器和输出驱动器。UVT比较器内建回差，欠压保护阈值通常为6.2V见图4和图17。
使能时，启动稳压器输出为7.7V±4%，最小19mA（典型22mA）电流。稳压器输出阻抗6Ω。
VCC脚需要外接电容到地，即能提高稳定性，还能为输出驱动器提供电流浪涌。这个电容要靠近VCC和地。
大多数应用，由于输出驱动器需要的电流超出了启动稳压器的电流能力，或者考虑到封装的散热能力有限而必须使用额外的低压电源接到VCC见图7。通常外接电源采用在LM5032输出正常后从功率级引出自供电方式。请参考应用信息部分。
Drivers Off，VCC Disable
见图17，Drivers Off，VCC Disable是两个内部信号，它可以使LM5032部分功能关闭。当UVLO 电压低于1.25V，或温度保护动作，VCC Disable转变为高电平使启动稳压器关闭。同样UVLO会触发Drivers Off信号使输出驱动器关闭，SS1，SS2，COMP1，COMP2和RES被对地短路并使能50uA
软启动电流。
当VCC电压降到阈值6.2V以下，UVT比较器只是触发Drivers Off信号使输出驱动器关闭，而启动稳压器并没有关闭。同时CS1，CS2，SS1，SS2，COMP1，COMP2和RES被对地短路并使能50uA 软启动电流。
振荡器
在RT/SYNC脚和GND1脚之间外接一个电阻RT用于设置振荡频率。计算公式如下：
RT=17100/FS-0.001（FS-400）
FS为预期的振荡频率，单位KHz（最大2MHz），RT单位KΩ。见图10。两路输出驱动器（OUT1和OUT2）每路频率为振荡频率一半，彼此相位差180°。RT/SYNC脚电压被内部稳定在2V。RT电阻尽量用短的引线靠近芯片引脚。
LM5032允许外部时钟提供一个窄脉冲接到RT/SYNC脚进行频率同步。请参考应用信息部分。不论振荡器是自由振荡工作或是由外部时钟同步，都需要RT电阻。
PWM比较器和斜波补偿
每一路控制器的PWM比较器对COMP脚分配来的电压误差信号和斜波补偿过的电流斜波信号进行比较。COMP电压典型的控制方式是由外接的误差放大器或光耦反馈电路对变换器输出电压进行调整。COMP脚电压在芯片内部经过两级二极管移位再经过电阻衰减到1/3见图18。一个由内部时钟产生的斜波补偿信号和电流斜波信号在CS脚叠加。在电流斜波信号上叠加一个固定斜率的小信号可以避免占空比超过50％的电流模式控制器有可能产生的次谐波振荡。内部斜波信号由一个45uA电流源经过一个2KΩ电阻到一个和CS并联的42KΩ电阻到地。斜波电流同样会流过CS外接电阻，所以调整CS脚外接电路就能调整斜波补偿量。
PWM比较器为输出驱动器提供脉宽信号，比较器为控制最小脉宽做了速度优化。在VCOMP≤1.5V 时比较器输出脉宽为零，并且占空比随VCOMP的升高而增加。
当软启动引脚被拉低（内部或外部），相当于COMP同样被拉低，输出占空比被强制到零。随着软启动引脚电压升高，COMP电压才允许升高。COMP在芯片内部通过5K上拉电阻接5V，为光耦晶体管提供偏流。
逐个周期限流
每个CS脚接受各自变压器原边电流。当CS脚电压超过0.5V，电流检测比较器立即终止当前的输出脉冲。如果高电流失效依然存在，控制器将进行逐个周期电流峰值，并且开始打嗝模式限流重启。
在输出驱动器为低电平期间，每个CS脚通过内部30Ω电阻接地为CS外接滤波电容放电。放电将一直延续到输出驱动器转换为高电平后的50nS作为电流检测前沿消隐。逐个周期对CS外接电容放电以及前沿消隐减轻了对CS滤波器的依赖都改善了电流检测的响应时间。
电流检测比较器速度很快，可能受到窄的噪声脉冲干扰。在每个CS脚外加RC滤波器可以抑制噪声。PCB的设计对于噪声以及滤波器的影响至关重要。请参考应用信息PCB部分。
打嗝模式限流重启
当任一控制器或两路控制器同时出现逐个周期限流情况持续一段时间后，两路控制器都将被关闭，并且经过可调整的延时之后重新进入软启动时序。RES脚外接电容可以调整逐个周期限流到控制器被关闭的持续时间。软启动电容可以调整控制器被关闭到再起启动之间的保持时间。电路见图19。时序见图20。流程如下：
a）未检测到限流
10uA电流源接在RES脚和地之间，RES脚被拉低。
b）两个CS脚反复检测到限流
20uA电流源持续的为RES脚外接电容充电，见图20。限流比较器同时终止输出脉冲实现逐个周期限流。当RES脚电压达到重启比较器阈值电压2.55V时，比较器触发锁存器开始重启时序：·SS1脚和SS2脚充电电流由50uA减少至1uA。
·一个内部MOSFET导通，将RES脚外接电容放电。
·内部MOSFET导通，将SS1脚和SS2外接电容放电。
·COMP1和COMP2电压分别随着SS1和SS2电压下降而使PWM占空比到零。
·当SS脚电压降到200mV以下，内部SS脚接地的MOSFET截止。SS脚允许1uA电流源为外接电容充电使电压升高。
·当任一SS脚电压达到约1.5V时，重启锁存触发器被复位，PWM控制器进入软启动时序并开始输出脉冲。SS脚充电电流增至50uA，软启动达到正常速率。
如果过载情况依然存在，则RES脚电压再次升高并再次重启见图20。如果过载情况排除，RES 脚电压则被内部10uA电流源拉到地。
c）只有一个CS脚反复检测到限流
这种情况下，一个20uA电流源以限流那路调整器的时钟为RES脚外接电容充电，同时一个10uA 电流源以未限流那路调整器的时钟为RES脚外接电容放电。它们共同作用的结果是RES脚电压的上升速度将是b）状态的1/4。逐个周期限流模式将持续到RES脚电压升到阈值2.55V。当重启比较器输出翻转为高电平时，锁存器被触发，两个SS脚都被放电拉低，控制器被关闭，进入和b）状态相同的重启时序。
RES脚外接电容的选值请参考应用信息部分。
软启动
软启动电路可使每一路调整器逐步达到稳态工作，以减少启动冲击电流。开机后，SS脚首先在内部被拉到地。当VCC电压升高到欠压保护电路（UVT）阈值后，SS脚被释放，并由内部50uA电流源为外接电容充电。COMP电压随着SS电压上升，当COMP电压达到约1.5V时，开始有小占空比的脉冲输出。SS脚电压将连续升高，直到大约5V。而每个COMP电压则升高到控制电压环稳定所需的一个值见图4。
如果内部Drivers Off信号动作（见Drivers Off，VCC Disable），两个SS脚被内部拉到地，COMP脚也随SS脚拉到地，输出驱动器被关闭。当Drivers Off信号被清除，且VCC电压高于欠压保护点，SS脚被释放，内部50uA电流源为外接软启动电容充电，允许输出脉宽增加。
如果检测到持续的过流，则会触发限流重启，两个SS脚和COMP脚都被拉到地，输出驱动器被关闭，50uA电流源减少至1uA。短暂的延迟后，SS脚和COMP脚被释放，软启动电容充电速度较慢，当COMP电压达到约1.5V后，输出驱动器被使能，SS脚电流源增至50uA，输出占空比逐渐增至环路所需的稳态。
如需关闭两路控制器其中的一路，而不影响另一路，可将对应的SS脚接地。这将强迫COMP脚被拉到地，这路控制器的输出脉宽将减少至零。释放SS脚即可恢复工作。
输出占空比
每一路的输出占空比由CS脚的电流信号和外接的电压反馈电路所提供的COMP电压进行比较。不论在任一瞬时或是失效情况下，两路控制器都受共用的最大占空比电路。
用户设置最大占空比
在DCL脚和GND1脚之间外接一个电阻RDCL可以对最大占空比进行设置，公式如下。
最大占空比=80%*RDCL/RT
RT为连接在RT/SYNC脚的频率设置电阻。先确定RT电阻之后才能进行RDCL电阻的计算。见图11。在框图图3中以DCL脚电压对Ramp1和Ramp2两个信号比较，产生了UserMaxDC1和UserMaxDC2两个定时信号。这些信号送到两个4输入端与门去两路控制器的PWM最大占空比。
输入电压最大占空比
UVLO脚电压正比于输入电压，在输入电压升高时进一步最大占空比。参考图13。当UVLO 脚电压低于1.25V，输出被关闭。当UVLO脚电压等于1.25V，最大允许占空比为80％（被DCL时更小）。当UVLO脚电压随着输入电压的升高而升高，而允许的最大占空比不断减小。UVLO脚电压约4.5V时最大占空比为10％。参考图3，UVLO脚电压经过内部反相放大器后与振荡器产生的Ramp1和Ramp2比较，又产生MaxDC1和MaxDC2两个定时信号。这些信号送到两个4输入端与门去两路控制器的PWM最大占空比。
最终的输出脉宽
控制器的输出脉宽受控于4输入端与门的四个输入信号见图3（（UserMaxDC，MaxDC，PWM和CLK）。而最终的输出脉宽取决于最窄的那个脉冲。不论哪一个与门输入信号先由高电平翻转为低电平都会导致最终输出脉冲的结束。
输出驱动器
OUT1脚是控制器一的主开关输出驱动器，它为N沟道MOSFET设计，具有1.5A的拉出电流和2.5A 的灌入电流。峰值输出电平为VCC和GND1。GND1脚是控制器一的地回路。和控制器二对应的引脚时OUT2脚和GND2脚。
OUT1和OUT2是CMOS和双极晶体管混合输出驱动器见图21。和双极晶体管并联的MOS管可以使主开关管快速关断以减少开关损耗。两路输出驱动器频率为振荡频率一半，上升沿彼此相位差180°。OUT1和OUT2的开通时间取决于各自的占空比控制器。
温度保护
LM5032允许工作结温不超过125℃。如果结温达到165℃，温度保护电路将触发VCC Disable
和Drivers Off见图17。启动稳压器和四个输出驱动器都被关闭，SS1脚，SS2脚和RES脚都被拉到地，软启动电流被设置为50uA。LM5032处于低功耗模式，防止过温导致芯片永久失效。当温度降到145℃以下（典型回差20℃），启动稳压器被使能，开始进入启动时序见图4。
应用信息
VIN
通常将系统输入电压接到VIN脚，允许变化范围13V～100V，瞬间允许105V。VIN脚电流受输出驱动容性负载，开关频率和VCC外部负载影响。如果VIN脚电流导致芯片耗散功率超出封装耗散能力，应该在VCC脚外接一个电压源（见图5和图6）以减少内部启动稳压器的功耗。当输入电压较高接近芯片最高工作等级时，推荐使用图22电路以抑制输入电压的瞬变。
当芯片内部所有偏流和驱动输出电流都以启动稳压器提供时，芯片输入电流IIN见图5和图6。在大多数应用，通电后电流IIN随着输入电压VIN升高（见图5）直到超过UVLO阈值。当输出驱动器使能并且外接VCC电源接管后，VIN电流下降到120uA。
大于100V的应用
当应用在输入电压高于100V时，输入电压可以先经过外部预稳压电路再输入到VIN脚（图23），或使用额外的低压电源（图24）。将VIN脚和VCC脚连在一起后芯片可以工作在13V以下，VCC电压不能超过15V。图23右侧的电压源通常是由功率级引出的自供电，它会随芯片输出正常而建立。
UVLO
UVLO脚在内部设置为欠压保护阈值为1.25V。UVLO脚外接两个电阻（见图25），当输入电压升高使UVLO脚电压高过阈值后，芯片被使能，内部20uA电流源也被使能，使UVLO脚电压进一步升高实现回差。电阻R1和R2由下面公式确定：
R1=VHYS/20uA
R2=1.25*R1/（Vpwr-1.25）
VHYS是预期的输入电压回差，第二个公式中的Vpwr是芯片由关闭转为使能时的输入电压。举例，如果希望输入电压升至20V时芯片使能而降至17V时被关闭，则R1为150KΩ，R2为10KΩ。UVLO引脚电压在任何时候都不能超过6V。
LM5032可以用集电极开路或漏极开路器件控制UVLO脚，使其电压低于1.25V以实现遥控关闭功能（图26）。这时输出驱动器和启动稳压器都被关闭，芯片进入低功耗模式。如果想关闭两路控制器其中一路而不影响另外一路，请看软启动部分。
VCC
VCC脚外接的电容不仅能滤除噪声提高稳定性，它还能防止输出驱动器在驱动外部MOSFET时的电流浪涌引起VCC电压跌落到欠压保护点阈值（UVT=6.2V）。此外，这个电容还提供启动必需的延迟时间。这段延迟时间在芯片内部启动稳压器和外部VCC供电达到UVT阈值（7.6V）之前平稳过渡，在这段时间输出驱动器被使能并且开始软启动时序。VCC脚通常被稳定在7.7V。这个关于UVT电平的延迟时间计算公式如下：
Tvcc=C1*7.6/Icc（Lim）
C1为VCC脚外接电容，Icc（Lim）为启动稳压器限流点。如果C1为0.1uF，Icc（Lim）为22mA，那么大致可以提供35uS的延迟时间。这个电容的取值范围在0.1uF到25uF之间，可以由实验确定最终的选值。
驱动外部MOSFET所需的VCC平均电流取决于MOSFET的栅电容和开关频率（见图7）。为了确保VCC电压不会跌落到欠压保护点阈值UVT，需要在外接电源和VCC之间串接二极管（图27）。外部提供电源必须在8V到15V之间。当外部电源使VCC脚电压高于7.7V时，芯片内部启动稳压器就会被关闭以减少功耗。芯片内部有一个反向二极管从启动稳压器输出到VIN脚。VCC外接电源通常取自功率变压器或输出电感的一个辅助绕组。
振荡器，时钟同步
通常根据磁材或系统的其他性能特点选择振荡频率。根据公式设置RT/SYNC脚的外接电阻RT。每一路输出（OUT1，OUT2）为振荡频率一半。在需要频率精度要求很高的特殊应用，需要特别注意RT的精度和频率特性。
如果LM5032需要以外部时钟同步工作，外部信号必须经过一个100PF电容接到RT/SYNC脚。外部信号至少要比RT设置的自由振荡频率高出4％，但不得高出两倍自由振荡频率。平时RT/SYNC脚电压被稳定在2.0V，外部脉冲的上升沿使这个脚电平被升高至3.8V到5V之间。同步脉冲的宽度在15到150nS之间。不论振荡器是自由振荡工作或是由外部时钟同步，都需要RT电阻。
电压反馈，COMP1，COMP2
每个COMP脚都允许由各自的误差放大器或光耦（典型）提供电压反馈信号。典型电路见图18。输出电压和参考电压经过一个适当频率补偿的误差放大器进行比较，然后驱动一个光耦将信号转换到COMP脚。
当LM5032的两个控制通道用于控制单路高电流变换器时，典型应用是将COMP1和COMP2连接在一起，由一个光耦提供反馈信号。
电流检测，CS1，CS2
每个CS脚接收与变压器原边串联的电流互感器或采样电阻检测出的电流信号。见图28和图29。在这两个例子，原边电流在R1产生斜波电压并且经过RF和CF抑制噪声和瞬变。R1，RF和CF在物理位置尽可能靠近芯片，而且电流互感器或R1的地线应该单独走线连接到适当的GND脚。当出现过流情况电流检测元件必须提供大于0.5V的电压到CS脚。
打嗝模式限流重启
电路功能见图19和图20。例中t1为当两个CS脚检测到连续的限流后，直到RES脚电压升至阈值2.55V。
t1=CRES*2.55V/20uA=1.275e5*CRES
例中如果CRES=0.1uF，图18中的t1大约12.75mS。
如果只有一个CS脚检测到连续的限流，那么达到阈值2.55V的时间t1将是上例的4倍。
t1=5.1e5*CRES
图20中的t2由SS脚内部的1uA电流源和外接的电容CSS决定。
t2=CSS*1.5V/1uA=1.5e6*CSS
如果CSS=0.1uF则t2约150mS。t3由内部50uA电流源决定。
t3=CSS*3.55V/50uA=7e4*CSS
当出现持续的过流或短路时，将出现周期的关闭时间t2。它使电路元器件的输入平均电流更低，功耗更低。为了获得更好的特性，t2/（t1+t3）比值推荐范围为5到10。
在一些应用需要一检测到过流就进入打嗝模式也就是t1为零，这时可将RES脚开路（不需要外接电容）。如果不需要使用打嗝模式限流也可以将RES脚接地。
软启动
SS1脚和SS2脚的外接电容分别决定了两路控制器的输出脉宽从零增加到最终值的时间。软启动最小时间常数由输出电容的容量和每个COMP反馈环路的响应时间决定。如果软启动时间太短，在反馈环路尚未建立稳定之前可能会造成输出电压的过冲。
在输入电压建立并且VCC电压高于UVT阈值（约7.6V），每个SS脚电压将随着内部50uA电流源向外接电容充电而升高（图4）。COMP脚电压随着SS脚电压升高。当这两个电压达到约1.5V后，输出驱动器开始有很小占空比的脉冲输出。每个SS脚电压将继续升至到约5V。而每个COMP电压和输出PWM脉宽则升高到控制电压环稳定所需的一个值。图4中t1计算如下：
t1=CSS*1.5V/50uA=3e4*CSS
如果CSS为0.1uF时，则t1约3mS。
当CS1或CS2检测到限流而进入打嗝模式限流时，SS1脚和SS2脚都被拉到地（见打嗝模式限流重启）。经过一个短暂的延时后，SS脚被释放，电压将随着内部1uA电流源向外接电容充电而升高。在这个慢速充电期间，功率级被关闭（图20中的t2）以减少输入电流和由于过载产生的元器件温升。当SS脚和COMP脚电压达到约1.5V后，开始有PWM脉冲输出，内部电流源切换为50uA。SS脚和COMP脚电压升高的更快，输出占空比也随着增加。关闭时间t2为SS脚达到1.5V所需时间。
t2=CSS*1.5V/1uA=1.5e6*CSS如果CSS=0.1uF则t2约150mS。
通常以启动和过流重启实验确定外接电容CSS最终的取值。
如需关闭两路控制器其中的一路，而不影响另一路，可用集电极开路或漏极开路器件将对应的SS脚接地（图30）。SS脚将强迫COMP脚被拉到地，这路控制器的输出脉宽将减少至零。释放SS脚即可恢复工作。
当LM5032的两个控制通道用于控制单路高电流变换器时，典型应用是将COMP1和COMP2连接在一起，只需要一个外接电容CSS。
输入电压最大占空比
当UVLO电压随着输入电压增加时，最大允许占空比按图12减少。典型电路和元器件值时
（R1=150KΩ，R2=10KΩ，图25），最大允许占空见图13。如果需要增加图13中占空比下降的斜率，推荐电路见图31。
当LM5032工作后，Z1将R1B压降钳位，UVLO电压随输入电压增长的斜率为R2/（R1A+R2）。
用户定义最大占空比
在DCL脚和GND1脚之间外接一个电阻RDCL可以对最大占空比进行设置。见图11和公式。当RDCL=RT时，由内部时钟信号决定的最大占空比为80％。振荡器频率设置电阻RT必须在RDCL设计之前确定。DCL脚不可以悬空。
PCB布线
LM5032的电流检测和PWM比较器的速度都很快，容易受到噪声干扰。因此在CS脚，COMP脚，SS脚，DCL脚，UVLO脚和RT/SYNC脚连接的元器件物理位置尽可能靠近芯片，以减少由于PCB布线引入的噪声。
PCB的布线对电流检测滤波至关重要。当使用电流互感器做电流检测时，每个互感器副边都要经过滤波元件再连接到芯片的引脚。每个互感器的地线应该单独走线连接到适当的GND脚，而不要和大面积覆铜连在一起。
当使用采样电阻在晶体管源极做电流检测，要选用无感电阻。此例中所有容易受干扰的小信号地线都在靠近芯片的地方汇集在一起，然后再连接到功率地（电流采样电阻接地点）。LM5032的驱动输出与功率MOSFET的走线要简短，以减少引线电感。
芯片的两个地引脚GND1和GND2必须简短连接在一起，以避免两个通道间的抖动。
如果正常工作时芯片结温较高，可以通过增加PCB走线的宽度帮助芯片散热。通过合理的PCB 布局，利用空气的流动（强制或自然）帮助减少芯片的结温。
应用电路实例
图33为LM5032控制的交错模式两路稳压器。输入电压范围36V到78V，输出两个的12V。每路输出电流8.3A。电流互感器T4和T2提供电流模式控制所需的信息到CS1和CS2，误差放大器U5和U6经过光耦U2为COMP1和COMP2提供电压反馈。当LM5032输出正常后由原边缓冲器兼做VCC辅助电源。输入电压欠压保护点约32.3V，恢复电压约34.3V。可以强制ON/OFF输入端J2电压低于1.25V控制电路关闭。可以在SYNC输入端J3接入同步频率。每路稳压器限流点约9A。
效率曲线见图32。
oneohm于2013年11月6日译
若有出入请以Ti原厂资料为准
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