1前言

直流无刷电机，无机械刷和换向器的直流电机，也被称为无换向器直流电动机。它取代了机械电子换向器电刷和换向器直流电动机来实现，是一个标准的机械和机电一体化产品。不仅具有结构简单，运行可靠，维修方便交流电机和一系列优点与直流有刷效率高，无励磁损耗和高速性能，以及许多其他功能的发动机。

1.1无刷直流电机的发展

直流电动机由于其在运动控制领域的卓越扭矩特性已得到广泛应用，与传统的直流电动机和机械毛刷，可靠性差的需要，减刑会产生电磁干扰，噪声，火花，无线电干扰和寿命短的致命弱点，具有较高的生产成本和维修问题的严重影响，如联合直流电动机控制系统的进一步发展的弊端。随着社会生产力，人民生活水平不断提高的发展，他们不断开发新类型的电机。科学技术的进步，新兴技术和新材料，同时也进一步推动电动汽车将继续推出新产品。

对于传统的直流电机，只要30年早在20世纪的上述缺点，人们开始开发一个电子交流始终以取代无刷直流电动机刷机，并提出相应数量的结果。但是，这只是高功率处于发展的初级阶段的电子设备，没有找到理想的电子换向元件。使这个运动只能停留在实验室研究阶段，没有推广。 1955年，美国四哈里森，谁首先提出了晶体管使用该电机接替该专利申请的机械换向器，这是现代无刷直流电动机的原型。但是，因为没有马达的起动转矩，使其不能成为产品。后来，经过多年的艰苦工作的人，终于由霍尔元件实现无刷直流电动机换意味着在1962年来，创造了直流无刷电机产品的时代。自20世纪，电力电子行业快速发展的70年代，许多新的高功率高性能电力电子器件，如GTR的，MOS管，IGBT的相继出现，特别是高性能永磁材料等作为钐钴的到来，使无刷直流电动机，因而被广泛应用于更全面，更奠定了坚实的基础。近40年来，随着电动机本体及其相关学科的迅速发展，无刷直流电动机的电子换向直流电动机概念，发展指的是所有的直流无刷电机与电子交换子的外部特征。无刷直流到从1978年开始实时实际相电机，二十世纪是80岁进行了深入的国际研究，先后开发无刷方波和正弦波无刷直流电机在十年的时间，直流电动机的发展更加迅速。

1.2无刷直流电机的优越性

直流电动机具有快速响应，大起动转矩，从零速到额定转速，额定转矩可提供的性能，但直流电机的优点也是它的缺点，因为DC额定负载机密生产性能不断转移的时刻，电枢与转子磁场须保持恒定90度，这将用刷子和换向器。碳刷，换向器，继而引发电机，碳粉，所以除了元件造成损害的，有限的场合使用。交流无碳刷及整流子，免维护，可靠，应用范围广，但直流电机马达的特点，实现同等性能的必须使用复杂的控制得以实现。今天，功率半导体开关频率成分的快速发展，加快了许多，提升驱动电机的性能。微处理器的速度也越来越快，使交流电机控制在一个旋转的两轴直角坐标系放置，适当控制交流电机在两轴电流分量，类似于直流电动机控制和一个相当大的直流电动机性能。此外，已经有许多微处理器将控制电机必需的功能使芯片，体积越来越小，像模拟/数字转换器，脉冲宽度调制。直流无刷电机电子换向控制交流电机，直流电机特性的直流电机相似，身体上没有失踪的应用之一。

事实上，无刷直流电机有自己的缺点，包括成本高，难以控制的小型化的复杂性。在某些情况下，这些缺点已成为障碍的无刷直流电动机的发展。目前，电子技术，控制技术和大规模生产技术是生产技术的发展，逐步解决这些问题，因此，无刷直流电动机的性能和功能，有望进一步提高。从市场的产品可以看到，最近一些制造商正在致力于开发高速，高性能的通用汽车，并提供绝对编码器，防爆电机，以扩大产品种类。虽然无刷直流电动机提供了一批技术领先和广泛的应用范围，但我们可以在所有应用程序，它是最佳的选择，应用程序或不应该谨慎选择。

1.3无刷直流电机的应用

现在，无刷直流电机应用扩大，如航空航天和军事领域的炮兵雷达，自动定位，船舶舵，飞机自动驾驶仪，全自动控制应用等，范围，在信息处理设备，包括信息输入，存储，加工，输出，传输和其他部门，时间越长，如微型计算机软盘驱动器，硬盘驱动器，光盘驱动器，复印机，打印机，传真机等，在视听设备，录像机，录音机，摄像机使用，照相机，光碟，DVD等，并在同一时间控制其人民的性能要求也不断提高。今天，在各个领域，如医疗器械，纺织，化工，仪器仪表，电脑驱动器及家电的日益广泛应用等诸多方面，国民经济的发展。就像电脑的硬盘驱动器和软盘驱动器中的主轴电机，伺服电机在录音机，使用了大量的直流无刷电机。无刷直流电动机在工厂自动化设备品种也广泛应用于高速或在伺服系统所需的设备和作为该地区的大部分产品已成为不可缺少的运动的一部分。在许多应用中，它有望取代刷直流伺服电机。然而，由于直流有刷低生产成本，控制，以及其他一些优良特性伺服电机，其需求将继续下去。

1.4无刷直流电机调速系统的研究现状和未来发展

在国内和国外的直流无刷电机技术一般控制是比较成熟，而日本和更先进的制造直流无刷电机及控制技术美国的所有者。特别是，日本已经变得更突出的民用和军事方面，美国是比较先进的。无刷直流电机目前的研究重点主要在三个方面：1。无传感器控制技术的开发，提高系统可靠性，降低了电机的体积和重量;2。由电机设计和控制方法，本文研究无刷直流电动机转矩脉动的扩大应用，以增加其服务器范围;3。可靠性和紧凑的设计，集成的无刷直流电动机控制器的多功能性。

无传感器控制技术：传统的无刷直流电动机通过位置传感器直接检测转子位置。无传感器控制容易获得，主要是通过电机的电压或电流信号经过一定的算法处理，得到转子位置信号，也被介绍到转子位置检测方法而闻名。目前的检测方法是：电磁场，归纳法，熔盐法;续流二极管法观察员估计，智能估计方法。电磁场被广泛使用的方法原理简单。随着传感器控制无刷直流电动机直接起动普遍较为困难，所以一开始就一直是热点和难点。电磁场的无刷直流电动机转子位置检测启动三阶段方法比较成熟，对从起动电机稳定运行方式可分为三个阶段：定子位置，加速度和切换。其他传感器控制的电机起动方法，如前位置开始，日益频繁和提高同步起动法检测和短脉冲转子定位和法国，也有一定的应用。

无刷直流电动机控制器：无刷电机控制器，具有相似的发展已经从电器元件的分立元件到数字可编程控制电路控制发展过程。在一般情况下，使用复杂的控制器设计，大，可靠性差，通用性分立元器件，是不利于大规模生产。时间，当前的无刷直流电动机控制器，专用集成电路，FPGA和单片机，DSP控制器方法的主要用途。电机控制专用集成电路，是目前较无刷直流摩托罗拉的MC33035电机是一种直流无刷电机控制芯片，MicroLinear公司ML4425/4428传感器控制芯片等。如果我们考虑到控制器的硬件和软件设计等功能以后，您可以使用控制器的设计与FPGA，单片机，DSP等。 FPGA可以利用VHDL，Verilog或C语言编程，灵活性，可与在线系统的静态和动态重新配置编程功能重复，使得硬件的功能可以编程为相同的软件修改，并且可以根据用户需求定义界面功能。 MCU和DSP有丰富的外设接口，微控制器通常用于简单电机控制系统中，而DSP为一个强大的计算和数据处理能力，往往在智能电机控制系统。

关于这个问题的转矩脉动比较复杂，不属于本文的范围，所以没有更多的说明。

2无刷直流电机的原理

2.1三相无刷直流电动机的基本组成

直流无刷永磁电动机主要由电动机本体、位置传感器和电子开关线路三部分构成。其定子绕组一般为多相（3相、4相、5相不等），转子由永久磁钢按一定极对数（2p=2,4,…）组成。下图所示即为三相两极直流无刷电机结构：

图2.1 三相两极直流无刷电机组成

三相定子绕组和电子开关电路，分别在相应的功率开关器件连接的A，B，C三相绕组与电源开关用V1，V2，V3的阶段。跟踪转子位置传感器相连，电机轴。当一相电源定子绕组，转子电流和所产生的扭矩作用的永久磁铁的两极磁场产生的驱动转子旋转，那么该位置传感器转子磁铁的位置转换成电信号，以控制电子开关电路，使由一个特定的顺序交替定子绕组，定子相按一定顺序转子换相位置的变化电流。由于电子开关电路的使用顺序同步与转子角度，起到了扭转机械换向器的作用。

无刷直流电机线是用来控制电子开关电机各相序定子绕组和时间的力量，主要是由逻辑开关单元，位置传感器信号处理单元两部分权力。权力的逻辑控制电路交换的单位是电源的核心，它的功能是分配给每个阶段之间的逻辑关系电动机定子绕组，使电机产生的恒转矩。而每相绕组的顺序和时间依赖于从转子位置传感器信号。不过，按位置传感器产生的信号经过一定的逻辑去控制电源开关通过。总之，对直流无刷电机的主要部件组成，如图2.2所示。

图2.2 无刷直流电机的组成框图

总结告诉我们，通常称为无刷直流电机的基本结构，可以被看作是由电子开关，电机位置传感器的身体和运动系统三部分组成的电路。简化的组成框图如图2.3所示。

图2.3 无刷直流电机简化的组成原理框图

2.2无刷直流电机的基本工作过程

转子位置图2.1和图2.4（一）对应的位置显示。此时光电子器件是因为VP1的光线，使V1的是功率晶体管导通状态，电流流入绕组机管局，转子磁极绕组与从转子的磁图三箭头极方向产生转矩电流的作用，旋转。当转子磁极图2.4（b）所示的位置，直接旋转式转子轴也跟着由同步遮光板转动，病毒VP1和VP2的照射覆盖离开，这样，在晶体管V1和V2的铅晶体管通，从绕组的绕组BB心跳过流入，机管局，使转子磁极旋转朝着箭头方向的电流。当转子磁极图2.4（c）所示的位置，然后旋转图案已经覆盖病毒VP2，VP3的是如此的照射下，在晶体管产生的V2和V3的导通晶体管，在绕组CC的电流流过，然后继续以顺时针方向驱动转子磁极，并返回到图2.4（d）职称。因此，随着转子的旋转位置传感器芯片领域，在定子绕组位置传感器病毒VP1，VP2基因，下一个阶段一个阶段的控制，美联储将在瞭望为了实现相绕组电流换向。在减刑过程中，每个阶段的工作中内的空气旋转磁场形成的差距是定子绕组的飞跃。这旋转360度电角度磁场，磁场内有三个状态，磁状态持续每个角度120度。每相绕组电流和转子磁场之间的关系如图2.4。图2.4（a）是第一个状态，对于绕组机管局由人造纤维生产电力法。显然，转子绕组电流和磁场相互作用，转子顺时针方向旋转;转身120度电角度后，进入第二个状态，然后缠绕机管局的权力，和BB'以及电源，即在定子产生的磁场蜿蜒120度的大转弯，如图2.4所示（b）所示，电机定子顺时针方向旋转;分120度电角度，我们进入第三国，然后缠绕BB的权力，CC的电力，产生的磁场由定子绕组已转向120度电角度，如图2.4（c）所示，它继续推动转子匝120后恢复到初始状态功率度顺时针角度。图2.5显示了每个绕组的相图的顺序传导。

           (a)                 (b)               (c)                 (d)

图2.4 开关顺序及定子磁场旋转示意图

图2.5 各相绕组的导通示意图

2.3无刷直流电动机本体

2.3.1电动机定子

无刷直流电动机通过定子是由许多硅层和轴向冲压，红槽都有一些绕组的线圈形式。从传统意义上讲，无刷直流电动机定子感应电动机定子和有些类似，但在定子绕组分布有所不同。无刷直流电动机的定子绕组有三种大多数行是明星，每个绕组和许多钢构件按照内部整合，具有一定的方式，一个约一磁极偶数形成了定子绕组均匀分布。直流有刷与无刷直流比绕组在电机定子一侧传统电机，更利于散热。 Ÿ电枢绕组可直接连接或△，如图2.6所示，但考虑到系统的性能和成本Ÿ获得更多的应用，也没有中性点对称的三相无刷直流电动机的线索。

图2.6 绕组形式

无刷直流电动机定子绕组可分为梯形和正弦绕组两种，它们的根本区别在于不同的绕组连接以使它们产生的反电动势（EMF）的不同，梯形和正弦波人出席，所以使用这个名字。梯形和正弦绕组反电势产生由图2.7所示的波形。本文认为正弦永磁同步电机是电机绕组。

图2.7 a) 梯形绕组的反电势波形            b)正弦绕组的反电势波形

可想而知顺利正弦波清盘它，并作为一个相对比较适合的梯形线圈数目稳定运行。然而，正弦绕组线圈作出更多的梯子上的铜绕组线更相对的使用，以及控制方法也大大高于梯形波电机复杂。因此，电机的运行速度非常高的精度不高的场合，梯形波无刷直流电动机这是一个非常合适的选择。

2.3.2电动机转子

无刷直流电机转子与N极和围绕着的转子（内转子式）的组成根据S极交替2-8永久磁铁对，如果外转子式永磁无刷直流电机是连接到转子墙壁上。当前转子钕铁硼永磁多采用高矫顽力，高剩磁感应强度稀土永磁材料生产。永磁无刷直流电机转子刷直流电动机类似用磁石，创造了在电机气隙磁场足够，只是在反安装的形式。转子结构，有三种常见形式：

（1）表面胶极点（也称为W形磁极已知），在外面的瓦形稀土永磁径向磁化核心粘贴。如果电机设计过程中采用径向瓦形磁体的磁激发弧宽度和取120多个，电度，可产生气隙磁通密度的方波形式，减少了转矩脉动。多转子无刷直流电动机采用这种结构。

（2）嵌入式极点（也被称为矩形柱），是嵌在一个长方形的永久磁铁的核心，其优势是非常下，从两极由邻居提供并行通量的聚合物可提供磁效应更大的流量，但这种结构需要进行一次磁化不锈钢轴。

（3）圆形磁场核心，是一个整体，外套稀土永磁环和一个多极径向磁化环形磁铁的特殊方法。这种对转子制造工艺结构是相对较小的尺寸和电机功率简单。

2.3.3有关电机本体设计的问题

定子和转子无刷直流电机本体的统称。车身结构和永磁同步电动机相似，但没有其他笼绕组和起动装置，定子绕组一般制成多相，三相，四相没有相应的较自由以不超过一台电机，是比较少见;由永磁转子，形成了极对若干人。

电动机本体的设计是一个非常复杂的过程，其基本任务是根据给定的等级和基本技术性能要求，选择合适的材料，确定了电网电机零件尺寸，并计算其性能，以满足在材料的储蓄，制造方便，性能良好的要求，获得更大的经济效益。本体设计了许多内容，包括电磁设计，结构设计，施工设计和工艺设计。本文只对极的讨论，这背后的模拟有很大的影响数选择简要介绍。

极数的选择应考虑性能和经济指标。下图显示的两极，四极，八极和（p值=1,2,4）在无刷直流电机转子体结构图。

图2.8 本体机构示意

一般在P极对数的增加，可以减少每极，定子轭和基地横截面积通量可以相应降低，从而减少了电机铁量;终止定子绕组的一部分，将增加与减少极数，因此，相同的电流密度，降低绕组铜量;的极点在定子绕组电感相应减少，数量增加有利于电子设备减刑。

此外，当极数的增加，制造过程的复杂性已经改变，极数的增加，考虑到漏磁不能过于极端，极弧系数下降，使电机原材料的利用率下降;增加极数相同，速度，电子设备在减刑数量增加，从而增加了减刑的损失。当电流密度为常数，铜消费在大多数年份定子绕组的数量增加。通用汽车与极数增加了效率。因此，合理选择根据电机的极对的需要。

3转子位置检测

无刷直流电动机采用了传统结构的结构永磁同步电机直流电机代替，所以有必要逆变器和转子位置检测装置的结构，以实现“换相”的过程。转子位置检测方法主要分为两类。

3.1位置传感器检测法

在位置传感器无刷直流电动机转子磁检测在剧中杆位，为逻辑开关电路提供关于减刑的作用正确的信息，转子磁极位置信号转变为电信号会，然后到控制定子绕组换向。绕组换向。位置传感器的种类很多，目前常用的无刷直流磁位置传感器，光电传感器，磁位置传感器和旋转变压器的电动机。

磁位置传感器是用于测量转子位置的电磁效应，也有开口变压器，铁磁谐振电路，接近开关电路和其他类型。它具有产量大，环保要求等质量可靠，寿命长的优点，但更大的传感器，低信噪比，而其用于交换，为整流器一般需要，使用前过滤器的输出波形。

光电位置传感器是利用光电效应在与阴影部分和固定源和其他组件的转子旋转，有绝对编码器和增量编码器之分。它具有精度高，成本低，易加工等特点，而是有能力适应穷人需要添加整形电路输出信号处理恶劣的环境。

磁位置传感器是半导体的一些电气参数的使用传感器按照一定的规则与周围磁场变化的原理制成。霍尔元件，磁电阻和磁二极常见的类型。在一般情况下，环境适应性强，输出信号好，成本低，但精度不高。

一般来说，在多相位电机控制用变压器，它可以输出多个位置信号，以满足多相位电机控制的要求，但安装是不容易的，价格比较昂贵，平均三相无刷直流电机解析很少。霍尔传感器是基于霍尔效应原理制成。霍尔效应是指当在一个磁场电源导体，磁场力使导体的电荷会引导身体方共同努力，当通电时，薄板在磁场中的这种作用更加明显导体，从而使的聚集一侧的导线将抵消收费，磁场效应，由于在指挥方收取的聚集，使得对导体两端电压，这种现象称为霍尔效应，霍尔在1879年发现的高血压这一现象，它被命名为。可根据对四端霍尔效应的半导体元件的原则。 2组输出霍尔电压输出，两个控制端的输入控制电流。霍尔的实际厚度很薄，无论是在它几微米。从大厅的结构，它几乎是生产和半导体元件。目前，由霍尔元件的硅制造技术成熟，生产大批量，低价格，性能合适，但不那么广泛的应用。砷化镓霍尔元件制成的最佳性能，但是高昂的价格了应用。

当在磁场的变化，大小和霍尔电动势的方向发生相应的变化，使反应发挥作用，霍尔传感器位置的元素的位置。由霍尔元件产生的力不够大，往往在一个外部放大器，这是非常方便的应用。随着半导体集成技术的发展，将霍尔元件和放大器电路往往集成在一个单芯片，形成了霍尔集成电路。其结构如下所示。

图3.1 霍尔集成电路

这是一个简单的开环放大器驱动输出级。大厅的功能型，开关型线性集成电路分为二。一般位置传感器无刷直流电动机应选择开关类型。

霍尔元件在电机的固定位置放置，霍尔元件安装在定子是更为复杂，因为如果不放置位置和转子的磁场时，霍尔元件切线可能导致响应可以精确的测量当前位置不转子在上述原因，为了简化，通常在转子上的磁铁设计，磁感应霍尔元件冗余，安装电机霍尔元件的安装，这样可以起到和转子磁传感器同样的效果，一般遵循霍尔元件的周长在印刷电路板上放置和覆盖的监管，使用户可以根据磁场的方向是很方便的调整霍尔元件的位置，它在最佳状态。在霍尔元件的位置，有60度，120度，240度等多种形式。

3.2无位置传感器检测法

无位置传感器无刷直流电动机控制技术的热点，许多国内和国外都进行了这项研究的学者之一，并已取得初步成效。无位置传感器无刷直流可靠性高，抗干扰能力强等，电机控制，同时模式中的地位在一定程度上克服了转矩脉动传感器的安装所造成的误差。

无传感器控制的发展是因为有限额的位置传感器无刷直流应用程序，这主要体现在某些情况下电机：

（1）将感应器可能导致马达尺寸增大；

（2）之间的电机及控制系统线位置传感器的增加，使系统容易受到外界的干扰；

（3）位置在高温，高压和高湿度等恶劣的工作条件下，变化的灵敏度，降低了系统运行的可靠性传感器；

（4）精度高，机械安装阶段误差不准确造成了一个关于汽车性能有直接影响手术的安装位置传感器。因此，传感器控制越来越多的关注，同时具有检测，控制技术和完善的高性能微控制器的手段，无传感器控制技术得到了迅速发展，一些技术已经实用化。根据不同的原理测试，直流无刷电机无传感器控制方法包括电磁场，磁法，归纳法，人工智能，头发等。

在无传感器控制方法多样，反电动势的方法是最成熟的技术，有能力的最广泛使用的检测方法。通过这种方法得到将检测反电动势零六个离散信号的延迟信号，逻辑开关电路提供了正确的信息相30 度电角度的转子位置，从而实现无位置传感器无刷直流电动机。无刷直流电动机的反电动势过零点与相应的对易关系点，如图所示。

图3.2 反电动势控制原理

还有一个考虑：当电机转速较低时，反电动势会比较小，过零检测电路不能正常检测，因此很难实现自启动马达造成的。确定转子无刷直流电机控制系统的初始位置是稳定的基础，开始对系统的直接影响最大的起动转矩和最小启动时间。目前，无位置传感器控制算法，转子的估价方法主要电感的初始位置。归纳法在通过特殊的短脉冲注入电压的定子绕组，然后在一定的时间间隔，以确定各绕组之间的电感电流响应大小，初始位置之间的差异来确定电感电机。大量的永磁磁阻绕组电感小，电感的计算方法来确定初始转子位置和大电流的精确测量的需要。另一个转子，由绕组通电法特定项目的位置，电机转子固定在预定位置，这将转换一个未知的转子立场是众所周知的。转子定位方法使用简单，但在整个启动过程中，未知前开始的转子初始位置，电机期间可能出现的反向电流高，定位。防启动本方法电位控制方法有：三步启动法，预位起动法或频率升压同步起动法，电压插Start方法。

无传感器控制方法可以简化生产成本的节约。此外，霍尔元件的移除，如汽车，都可以在比较大的灰尘和油安装更恶劣的工作，而不需要确保大厅条件下正常工作时间来清除在同一时间，这免维护电机也可安装在一个很难到达的地方。

4系统方案设计

4.1系统设计要求

（1）通过可编程控制器，专用芯片和微处理器几种不同的分析和方案的性能比较控制，建立了数字信号处理器DSP作为无刷直流伺服电机控制系统解决方案的核心集。

（2）从性能和实用性的角度，为核心的数字信号处理器，具有模块化和数字化设计，一个基于DSP的无刷直流电动机控制系统的建立进行。

（3）扭矩的无刷直流电动机，位置检测，并开始从硬件和软件的问题，纹波了相应改善。

（4）在无刷直流电动机的结构，原理及数学模型分析的基础上，我们使用Matlab的无刷直流电动机控制系统建模和仿真，仿真结果的分析。

4.1.1系统总体框架

该设计的目的是无位置传感器无刷直流电动机控制系统，该系统的工作原理如下：有效的反馈对正常的反电动势检测电路的三相逆变器的转速信号通过ADC转换模块，测试信号输入微处理器的速度，计算的结果进行比较，参考速度是速度误差信号，由控制器参考电流的速度获得，而从目前的样本，通过控制电流控制器输出的PWM脉冲，相应的三相逆变器控制控制装置关闭桥的时间和顺序，以实现无刷直流电动机速度和转矩控制。闭环控制系统采用双层结构，其框图如图4.1所示。

图4.1 无刷直流电机控制系统原理图

4.2主电路供电方案选择

图4.2显示了电网电压一般为三相交流逆变桥直流电源设备通常是由交流电网驱动是由二极管整流器和滤波大电容使用，以便获得一个恒定的直流电压，而电感性负载电容的无功功率的能量存储缓冲区。

图4.2 直流电源设计原理图

图4.3 三相桥式不控整流电路原理图

基于PWM变换器的滤波电容，其作用除了滤波，也有电机刹车时的运行系统中的作用动能吸收。由二极管整流直流电源供应不能背面的电源，马达刹车已收取的滤波电容，这将增加电容两端的电压，称为“泵升电压”。

电力电子设备了最大泵压电压上升，所以能不能非常小，通常的发电能力为速度控制系统，需要成千上万的微几千瓦。在大容量或负荷较大的系统的惯性不能依靠泵电容来电压上升，那么，在图4.4可以用于镇流电阻消耗的动能的一部分。由电压并联电路开关器件允许在泵的价值时，连接上升。

图4.4 泵升电压电路原理图

由于这种设计，电路仿真，Simulink在电力系统模型库（电气系统模块库）模型库的MATLAB / Simulink仿真平台，提供直流，交流电源模块的结果，因此模拟电路设计，直流电源，可直接三个阶段中使用，而不是不可控整流的直流电源。

4.3无刷直流电机电子换相器

一般直流电动机，电枢绕组设备有一个到另一个分支类型，电流和电动势元素分公司必须改变方向。绕组分力的方向转变，由蜿蜒的旋转电枢侧的组成要素依次切割定子磁极N极和S直接，蜿蜒曲折，通过改变刷到设备和元件的方向改变当前整流器组成的机械（设备）来完成。

直流电压为的是有一些人存在的一般性缺点消除电机电子开发的，而不是机械的无刷直流电机换相换向，基本上是由电动马达的身体，电源开关的主电路和转子磁极位置传感器由三部分组成的闭环系统。在这里，被称为无刷直流电动机的基本制度。该电源开关电路，转子位置传感器及相关电子电路的基本制度结合在一起的电机换向器。其主要职能是确保在操作过程中的无刷直流，定子和转子磁场电机基本上正交既提高经营业绩。

位置传感器，电源开关已在上一节所述，所以这里只涉及到无刷直流电动机定子绕组换相之间的方法和特点，作为无刷直流电动机定子绕组最，各种连接定子三相绕组，以突出的三相绕组。

4.3.1三相半控电路

通用三相半桥式驱动电路如图4.5。这La、Lb、Lc分别是A，B，C三相绕组，为T1，T2，因为这些设备都连接到电机相绕组功率T3航站楼。转子位置由Ha、Hb、Hc传感器信号，经放大后开始，然后控制电机功率器件换向。在减刑的过程中，空气中的差距形成的旋转磁场每个阶段的定子绕组是在一个电源周期，每120°相位角的飞跃。因此，三相半桥式无刷直流电动机驱动器用于驱动元件少，成本低，简单的控制系统控制，但扭矩的波动，电机绕组的使用率偏低的使用，每个绕组通电的1 / 3的周期时间，转矩波动，Tm / 2作业流程，Tm和无刷直流电机需要的电源线导致中性线，以及控制反转是比较困难的。因此，在实际应用中较少使用的驱动程序。

图4.5 三相半桥式驱动电路

4.3.2三相全控电路

图4.6 全控桥电路

图4.6是一个完全控制的电桥电路，电机绕组为Y连接。为六管MOSFET的功率器件，从绕组切换的目的。他们的传导方式可分为两到三三传导传导两种方式。

(1)两电之间的每一刻是另两个功率器件关，每1/6的换向周期，一旦一个功率晶体管，每个阶段，每个功率管转120度角的功率器件换流的方法。 T1和T2的功率晶体管T1的轮流缠绕管道，然后从由T2的背面的电源绕组C相上进行的，从A相电流流动。如果到由绕组电流产生的扭矩设定为正，从绕组的电流产生的负面扭矩，其合成转矩，钽的大小。当电动机转动60度角，由在T1至T2的的T2至T3的力量转化为电能，从T3的绕组B相绕组从C时，T2的重新掌权，然后再相电流流过的力矩合成，对钽的大小相同，但合成方向待定的扭矩转向60度角。然后，每次改变一个功率管的阶段，合成转矩矢量方向转60度的电角度，但电讯的大小保持不变。

因此，无刷直流电机，每个绕组的三相半控具有相同的电流，全控型三相星形接线电路的电路相同，两起案件之间的减刑，扭矩增加了大时代的合成。每60度角的第一动力，每个功率管供电120度，240每个绕组通电时，它是相对功率和120度逆功率度。三相全控的转矩脉动电路相比，小得多的三相半控，只能从0.87Tm到TM。

(2)三三的力量，就是每一刻权力有三个在同一时间管首次打开时，每个功率管供电180度每60度。令他们上T1T2T3，T2T3T4，T3T4T5，T4T5T6，T6T1T2，TIT2T3。当T6T1T2打开从管T1的相绕组，电流流A时，B相和C相绕组（其中B和C两相平行绕组）是从T6和T2的了。然后流经蜿蜒相绕组B相和C相电流流动的其合成转矩1.5π一半大小。经过60度电角度，换到T1T2T3权力，即先关闭T6的T3的（请注意，我们必须先关闭，然后通过T6的T3的，或T6和T3的同时将会有力量，电源是T3和T6的短路，这是绝对不允许的）。当电流从T1和T3流量，A相和B相绕组，然后到C相（相当于一个阶段，同时乙）绕组，T2的外流。其方向和C语言相同，转向60度，规模还是1.5Ta。经过60度角，然后，通电后，权力的T1T2T3，然后等在这种电源模式，每一个时刻有三种电源管理权。一次每60度的变化，有一个功率管的每个方向，每个功率管的180度电。

4.4无刷直流电机的基本方程

三相无刷直流双极电机用一个例子来说明建立了数学模型的过程。从整个绕组，转子凸极转子结构，三个霍尔元件在太空中相距120度，放在浓度对称Y型连接的定子绕组。在此基础上的结构，其他作出以下假设，以简化分析过程：

（1）忽略不计的电机铁芯涡流损耗和磁滞损耗饱和；

（2）不包括电枢反应，呼吸那就是平场约120度的梯形波电角度分布宽度；

（3）忽略了齿槽效应在电枢导体表面，电枢连续均匀分布；

（4）驱动系统逆变功率器件和续流二极管是理想的功能开关。

可得三相绕组电压平衡方程为：

                   (4-1)

式中：ua ub uc为定子绕组相电压(V)

ia ib ic为定子绕组相电流(A)

ea eb ec为定子绕组相电动势(V)

P 微分算子P=

L为每相绕组的自感(H)

M为每两相绕组的互感(H)

由于转子磁阻不随转子的位置变化而变化，因此，定子绕组的自感和互感为常数当三相绕组为Y连接，并且没有中线时，则有：

ia+ib+ic=0

Mib+Mic=-Mia

将式式代入式可得电压方程为：

                    (4-2)

电磁转矩为：

Td=(eaia+ebib+ecic)                      (4-3)

式中：Ω为电机的角速度(rad/s)

在通电期间，直流无刷电动机的带电导体处于相同的磁场下，各相绕组的感应电动势为：

                            (4-4)

式中：pm为极对数

N为总导体数

Φm为主磁通

n为电动机转速

从变频器的直流端看，Y型联结的无刷直流电机的感应电动势E。由两相绕组经逆变器串联组成，所以有

                         (4-5)

因此，电磁转矩表达式可化为：

                       (4-6)

式中：Id为方波电流的幅值

为电机的角速度， 

由式(4-5)可以看出，直流无刷方波电机的电磁转矩表达式与普通直流电机相同，其电磁转矩大小与磁通和电流的幅值成正比，所以控制逆变器输出方波电流的幅值即可控制直流无刷方波电机的转矩。另外电动机转子的运动方程为：

                          (4-7)

进一步化简可得

                         (4-8)

式中：为负载转矩

为转子与负载的转动惯量

为粘滞阻尼系数

由于本系统采用120°型三相逆变器，任一时刻只有两相通电，直流无刷方波电机的输出相电压幅值为，因此，对于每相绕组有如下动态方程式：

                        (4-9)

式中：为电源电压

忽略粘性摩擦，电动机的转矩平衡方程式为：

                        (4-10)

由式(4-9)可得：

                             (4-11)

对式(4-8)和式(4-10)两边分别进行拉式变换后得：

                      (4-12)

                          (4-13)

联合式(4-12)和式(4-13)，并考虑到，得到直流无刷方波电机的动态结构图，如图4.7所示。

图4.7 直流无刷方波电机的动态结构图

4.5逆变电路的选择

PWM速度主要采用脉宽调制器电路控制系统，简称为PWM的转换器。 PWM脉冲宽度调制转换器是用来作为直流斩波器。PWM变换器的不可逆和可逆的两大类：逆变器有双极，单极型和有限单极式等多种电路。

本设计采用有限单极控制方法。如下图所示，当两帮一两个属于不同的逆变器上的开关设备，该设备始终在上方的导通状态是开启桥臂功率范围功率，而该装置的底部是由PWM控制定期的状态。这种控制方法可以减少开关损耗时，电机电流小，但不会有不连续电流的现象。

图4.8 逆变电路

控制器设计：由于本设计的重点是无刷直流电动机驱动方式和仿真，使控制器的设计将在下一章介绍了用Matlab仿真。

4.6基于MC33035的无刷直流电动机调速系统

4.6.1MC33035无刷直流电动机控制芯片

以前没有能够无刷直流电动机霍尔传感器检测信号的解码位置，具有过流，过热，电压，辅助功能的芯片，因此使用分立元件最初大型模拟电路设计的电机控制专用控制双向选择，使系统设计，调试非常复杂，占用了大面积的电路板。嵌入式控制器与电机是不可能的。后来，随着半导体技术的不断进步，它开发出了各种无刷电机控制芯片，如MC33035，TB6537P等。MC33035下面描述的基本工作原理和应用。

MC33035是一种高性能的第二代单片无刷直流电动机控制器，它包含三个或四个阶段的开环的所有必要和有效的功能控制。该设备是一个转子的整流序列解码器可提供良好的传感器电源和温度补偿，频率可编程的锯齿波振荡器，三个集电极开路的顶级车手的参考电压，以及三个非常为驱动大电流推挽驱动MOSFET功率级适合。

MC33035的功能包括开环速度控制，前进或后退，允许运行和阻尼刹车。MC33035的设计与操作60°/300°或120°/240°电传感器的三相无刷电机，并能有效地控制刷直流电动机。MC33035管脚定义如下图所示：

图4.9 MC33035管脚定义

MC33035的内部监控三大传感器的输入，使该系统能够提供高端和低端驱动器正确地输入了正确的时机转子位置解码器。传感器直接输入开放集电极霍尔效应开关或光纤耦合器相连。此外，该电路还包括上拉电阻，输入阈值通常为TTL电平兼容为2.2V。与MC33035系列三相马达控制可以在下一阶段工作的四个传感器最常见的。MC33035提供60°/120°选择MC33035可以很容易地与一个60度，120度，240度或300度的传感器相位电机控制。这三个传感器输入八个输入码，这是有效的转子位置六，其他两个组合是无效的编码可能的组合。通过六个有效输入解码器的代码可以使用在窗口电气阶段的60度来区分的转子位置。

MC33035无刷直流电动机控制器正向/反向转动的定子绕组的电压来改变方向输出。当输入状态变化，传感器输入编码从指定的前高后低，从而改变整流时序改变电机的旋转方向。

电机开/关通过输出控制使能实现，当该引脚是开放的，连接到正电源的内置上拉电阻将开始在该驱动器的输出时序顶部和底部。当该引脚接地，顶部驱动输出将关闭和底部的驱动力低，使电机停止。

4.6.2基于MC33035的无刷直流电动机调速系统设计

MC33035构成的无刷直流电机开环控制系统，如图3-7所示。在为MOSFET，电源开关设备，在任何给定转子位置一个数字，而只有一只胳膊和腿下桥开关打开，两个转属于不同的图腾柱管。此开关结构允许的定子绕组和地面之间的电压，使电流可以夹在两个方向流动的两端。可能会出现在电流波形的峰值，这个峰值电流保护将导致故障，所以在外部RC滤波器的电流检测引脚必须防止这种情况发生。

图4.10 开环控制电路

图4.11 闭环控制电路

MC33035本身只能用于开环控制电机转速闭环速度控制，MC33035要求输入电压成正比，电机的转速，一般来说，这可以由电机转速测速反馈电压来实现的。图3.8使用MC33039，MC33039，MC33035到6.25V的参考电平（引脚8）电源。MC33039可以生成而不需要昂贵的测速反馈电压的需要。MC33035转子位置作为一个霍尔传感器输出信号的解码，也可以由MC33039使用。在网上任何一个传感器，对于每一个积极和消极的过渡霍尔传感器，该MC33039可以产生一定程度和持续时间的脉搏，R1和电容C1确定外部电阻器的参数。在MC33039 MC33035输出引脚爆波5积分误差放大器产生一个分支的水平，水平与电机的速度和成正比。这个速度是成正比的MC33035电机控制PWM引脚13的水平，建立参考电压，并反馈闭环。MC33035输出功率MOSFET驱动器相桥式逆变器。当电机启动制动和转向的变化可能产生大电流。

5无刷直流电机调速系统的MATLAB仿真

MATLAB是作为一种编程语言的编程提供了矩阵运算和操作，和功能强大的各种图形的基本单位矩阵，是目前最流行的电脑辅助控制系统设计软件。数学工程1992年，公司推出的交互式模型输入SIMULINK的仿真环境，它可能采取一系统框图或差分方程模拟。SIMULINK的电力系统将链接库（电力系统模块库），它可以使其实现电力电子系统的模拟。在这一章中，无刷直流电动机控制系统将是分析控制器，无刷直流电机换相过程和逻辑控制为重点，采用Matlab Simulink仿真的实验终于。

图5.1Simulink的直流无刷电机的仿真框图。这种设计是一种单闭环可逆直流无刷电机驱动器的速度，该模型无刷直流电动机，逆变桥，转子位置译码器，语音识别，控制电平转换器和PWM波形发生器等主要部分。其基本工作原理为一个给定的速度（速度给定）和速度（转子转速）输入到后来的减法的ASR（调速器）来计算控制信号输入到控制电平转换后产生一个PWM发生器给定的信号，最后输入PWM波与霍尔信号和逻辑运算的速度解码器产生错误信号逆变桥开关器件的控制信号，实现了可逆的无刷直流电动机速度控制。

为转子的位置解码器，ASR和PWM波形发生器，管理水平的转换器最关键的部分之一，下面的说明将集中在这些设计的一些原则。

图5.1 无刷直流电机仿真

5.1电源、逆变桥和无刷直流电机模型

功率从在Simulink\\ SimPower系统的直流电源模块直接，电压为450V。

逆变器采用Uinversal Bridage（通用逆变桥），这可用于整改模块也可用于变频器，特别是与电流方向有关。显然，设计为逆变器，具体设置为桥臂，采用功率MOSFET电力电子设备使用。G端子功能模块6电源设备接收数字通信指导。内部结构如下图所示。

图5.2 Universal Bridge模块结构

无刷直流电动机模型：在MATLAB中，无刷直流电机模型，可与Simulink电感，电容及数学模型的仿真模型提供的其他电路元件也可用于模拟S-函数编程。

本设计采用直接Simulink的\\SimPowerSystems的\机在永磁同步电机（永磁同步电动机）模块，提供给设置反电动势波形为梯形波无刷直流电动机模型。电机参数设置如图5.3。

其具体含义为：

Stator phase resistance Rs:定子相电阻2.8750

Stator phase inductance Ls:定子相电感0.0085H

Flux linkage established by magnets：磁链常数 

Voltage constant：电压常数

Torque Constant：转矩常数

Back EMF flat area:反电动势平顶宽度120度电角度

Inertia，fiction factor and pole pairs:转动惯量0.8e-3kg.m^2，摩擦系数1.98e-3N.m.s，极对数4

在此参数条件下，可知当直流电压为450V，电机采用三相两两通电驱动方式，空载转速为3000rpm左右。

图5.3 电机参数设置

5.2换相逻辑控制模块

这个模块是三个霍尔传感器信号和PWM信号和组合解码错误信号生成速度逆变桥开关器件的控制信号，从而实现对逆变桥控制和无刷直流电机单极的SR型。

此模块结构如下图：

图5.4 系统Decoder模块

此模块有3个输入端一个输出端，它们分别为：

Input1：三个霍尔信号

Input2：PWM信号

Input3：转速偏差信号

Output1：逆变桥开关器件控制信号

该模块侧重于Hall2EMF解码器，EMF2ControlSingal向前，向后EMF2ControlSingal三个子系统，结合在一起，实现了无刷直流电机换相控制逻辑，其主要设计原则如下描述。

与传统的直流无刷直流电机马达驱动是根本不同的。与传统的直流电动机，无刷直流电动机驱动器更为复杂。无刷直流电动机驱动的多核心的三相定子绕组，转子具有一定的权力，是减刑磁极位置，从而使定子与转子之间的磁场相互作用产生最大扭矩。下面的方法将被任何两相双极无刷直流电动机控制系统供电，例如，系统分析驾驶过程。

图5.5 无刷直流电机传感器位置示意

图中的H1，H2，H3的5.5是三个霍尔传感器的空间位置。在霍尔元件的位置，有60度，120度，240度，300度几种。汽车制造商为了改变目前的发展放在这两种形式，在电机控制，当我们需要用这个命令更改。这是120度，除了安排。

减刑的原则：任何两个功率模式下使用，每次更改将有一个绕组设置为积极的权力，二逆功率，第三组不通电。永磁转子和定子磁场之间的磁场相互作用产生的钢铁生产在理论上，扭矩，当两个磁场的夹角为90度，会产生最大扭矩，当两相吻合，当磁场力矩为0，为了阻止转子旋转，那么我们需要以改变定子磁场，转子定子磁场的磁场在追逐相同。

换向序列：图5.6显示了霍尔元件的输出和绕组反电动势的关系。由于转子磁极永磁磁极（磁极对数1），每个霍尔元件0和1的状态将保持180度电角度将切换。每一个60度的第一个霍尔元件将改变其输出特性，那么转子环下来的霍尔元件三状态（一个电源周期）将有六个不同的组合，这是三相绕组电源信号。如果转子磁极的极数不为1，每个周期不完整的电源使转子旋转一周，转子旋转一个周期所需的电线杆和对一些相关的转子数目与转子极数需要多少个电源周期。

图5.6 霍尔元件的输出与反电动势

表5-1和表5-2，电机上的输入在A，乙，丙绕组馆的基础上电顺序。表5-1是转子顺时针时机，转子逆时针旋转表5-2是时机。上面的两个表表明，当霍尔元件的安排是120°时，驱动波形，霍尔元件也是前面提到的60°和其他安排的角度，那么当你需要一个相应的驱动波形，波形在电机在制造商的数据发现，应用程序需要的时间严格遵守权力。

表5-1正转逻辑控制表

图5.7 霍尔传感器信号译码逻辑

此图为Hall2EMF Decoder子系统内部结构，实现了将3个霍尔传感器信号转化为反电动势（EMF）正负信号。

图5.8 正转译码逻辑

图5.9 反转译码逻辑

上面两图分别为EMF2ControlSingal Forward、EMF2ControlSingal Backward子系统的内部结构，它们实现了将反电动势正负信号译码为逆变桥开关器件控制信号。

下面的表5-3到表5-5是这三个逻辑电路的真值表：

表5-3 图5.7电路真值表

注意到EMF2ControlSingal向前，向后两个子系统EMF2ControlSingal第二季度，第四季度，六题三路信号输入2与此模块是与逻辑。input2为PWM信号，Q2、Q4、Q6为逆变桥三个桥臂的下边器件，二者相与就实现了对逆变桥的受限式单极性PWM控制。

输入3可逆一个开关模块直流无刷电机的速度控制。开关模块，如下图所示设置：

图5.10 Switch模块的设置

自上而下，我们可以定义开关模块称为三个输入U1的，U2乐队，U3的，功能的实施是为满足给定条件下，如果U2是U1的输出或输出的选项选择U3的输出。可以从上面给定的条件（阈值）看到的是U2乐队>=0。 U2乐队的方式，因为这是连接到输入3速度误差信号，当U2是大于0，我们知道一个给定的速度比电机转速少，所以电机加速，所以U1的路开关信号输出模块选择，和U1信号连接到EMF2ControlSingal转发子系统，它是正向解码子系统，这是为了满足未来的电机运行速度的要求的需要输出。否则，当U2乐队小于0，同样的结论可以同时推出。可逆直流无刷电机的转速控制将因此得以实现。

5.3PWM调制技术

如前所述，无刷直流电动机是电动机本体，转子位置检测系统和电子开关电路三部分组成。这在定子开关电路部分，可分为逻辑信号处理电子设备和电源逆变器的一部分，对主电路的一部分。

主电路是由电力电子器件，进行电能的转换和控制任务。主回路直流无刷电机，电力电子器件的工作方式，以减少开关损耗，从而提高能源转化效率。开关式电源电子设备的工作，通过控制电压脉冲宽度和脉冲序列来实现的PSA周期频率，因此将交流电压直流电压无刷直流电动机运行时，对所谓的PWM控制实现。通过这样一个开关放大器的开关电源（逆变器）和国家规定的线性放大器组成的装置，它有一个延迟，谐波和死区，饱和度等非线性特性，从而使谐波功率电路，该模型放大器的系统复杂性。

随着电力电子技术的发展，一直是电力电子器件的关断控制，从关断，所有控制型器件。高功率晶体管（GTR）的，功率场效应晶体管（功率MOSFET），关断晶闸管（GTO）的，如马鞍山控制晶闸管（MCT）的，绝缘栅电压控制晶体管（IGBT）和其他设备从投票过，全程控交换设备的使用很容易实现脉宽调制和半控晶闸管型转换器的开关设备相比，体积可减少百分之三十以上，设备，高效率，高功率因数。同时随着开关频率的增加，同时，直流脉冲宽度调制（PWM-M）的速度控制系统和虚拟机速度控制系统，电流容易连续，低谐波，电机损耗和发热小，低速性能，稳定精度高，系统通带带宽，快速响应性能，动态的抗干扰能力。直流无刷电机电子换转子位置检测电路和直流电动机代替传统的机械式换向装置的一台新电机组成。下面简要介绍的PWM控制原理。

脉冲宽度调制（脉宽调制）简称为PWM，它通过电源开关的作用将成为一个具有一定宽度可调方波脉冲电压，脉冲电压频率恒定的直流电压通过调整内输出电压的平均宽度功率转换技术。PWM的很少能激发有效抑制谐波的行为，频率，效率有明显的优势，逆变电路性能和可靠性得到了明显改善。由逆变器PWM，输入法是固定的直流电压，方式形成可在同一PWM逆变器很少，实现服务调频调压和实施。正因为如此逆变器，只有一个控制功率水平，简化了主电路和控制回路的结构，它体积小，重量轻，可靠性高。而且因为设定的电压，频率于一体，因此调整速度，系统的动态反应良好。此外，PWM逆变技术还提高了交流电源的功率因数。

采样控制理论是一个重要的结论：窄脉冲的脉搏，平等和不同形状添加到链接的惯性，效果基本上是相同的，如下所示。PWM技术是所有最根本的理论基础。

图5.11 冲量等效原理

把每半个周期内，输出电压的波形分割成若干个脉冲，每个脉冲的宽度为t1，每两个脉冲间的间隔宽度为t2，则脉冲的占空比γ为

                                 (5-1)

在这一点上，平均电压和占空比成正比调整频率，使直流电压的大小不会改变，而且改变了输出电压脉冲的占空比，也能实现变频变压器效应，因此，通过调整占空比可达到调节输出电压和输出电压的目的可连续无级调整。

图5.12 PWM调制原理

5.3.1等脉宽PWM法

VVVF(Variable Voltage Variable Frequency)设备是用在早期的PAM(Pulse Amplitude Modulation)控制技术，实现了对逆变器只能输出方波频率可调稳压器能不能一部分。和其他脉冲PWM方法是PAM方法解决了这个从发展的弊端，是PWM方法是最简单的。这是对每个脉冲的宽度等于一个波PWM脉冲串出通过改变脉冲频率可改变脉冲宽度或占空比的电压周期，适当的控制方法的使用可以改变电压和频率协调。相对于PAM的方法，该方法具有简化电路结构优势，提高输入功率因数，但也有基本的输出电压，此外，它还含有大量的谐波成分。

5.3.2SPWM(Sinusoidal PWM)法

这是一个比较成熟的，是更广泛地使用PWM方法。如果一个正弦波为N等份，正弦波形下的面积每半个周期可以是一个面积约等于矩形相反，所以围绕的面积正弦波可以与N-幅度宽的矩形脉冲面积的变化以及等效的。在工程应用感兴趣的是一个基本组成部分， 假定矩形脉冲的幅值Vd恒定，半周期内的脉冲数N也不变，通过理论分析可知，其基波的幅值V1m与脉宽δi有线性关系，如下式：

                (5-2)

上面的公式表明，逆变器输出脉冲宽度根本改变，只要用来调节控制信号的脉冲宽度调幅电压的措施，可以调整的基本幅度。半周期脉冲数N越多，谐波抑制效果越明显。

在脉宽调制，脉冲序列占空比安排按正弦波规律。当正弦值最大，最大脉冲宽度，而较小的脉冲之间的时间间隔。反之，当正弦值小，脉冲宽度和脉冲间隔最小之间的更大。这是SPWM控制方法。

5.4控制器和控制电平转换及PWM发生环节设计

对无刷直流电动机控制系统的控制速度的方法可分为开环和闭环控制两大类。控制方法一般采用双回路速度控制的电流（转矩环），内环，外环的速度（电压环）。和基地运行的电机转速以下运行时，通常是通过改变输入电压来实现速度控制PWM调制电枢结束，而电机是高于基本利率通常用于早期相电流，辅助激励实现由弱磁控制技术，手段齐全。

本设计采用了闭环速度单速控制器与PI控制器的控制方法，PI控制器的传递函数可以调用在Simulink传递函数或零极点模块直接，这些模块是线性的，以充分反映在饱和并非线形下的工作的影响力控制系统，需要建立和输出饱和的PI调节器，线性PI控制器的传递函数是：

                    (5-3)

式中：为比例系数，为积分系数， 

饱和，在两个通道输出的PI调节器的比例和积分控制，整合积分调节器，说，监管机构了振幅饱和极限，并调整饱和度设置块的饱和输出幅度。当此一速度调节器ASR的调节器在起动转速偏差到期，开始大，迅速调整输出后的第一个集成了在德饱和输出速度超调幅度，然后只能从调速器输出限值开始下降。

图5.13 PI调节器结构

由于速度是直接给选定的速度实际值和模拟时间和相对较短，因此积分系数过小，则不会显示的积分效果。出于这个原因，该图标被选中PI调节系数。

计算了PI调节器来控制进入的电平转换和PWM地方的联系和转子位置回解码子系统的速度信号。进入转子位置解码子系统的目的是实现一个可逆电机的转速，具体原则已经在上一节所述。电平转换和结构的PWM控制部分出现如下图所示。

图5.14 PWM发生环节

MATLAB函数正在对Matlab的，那里的角色是将控制信号的匀速绝对值函数是积极的，背后的占空比的PWM发生器的思想，以方便计算，这里的速度控制信号丢失的积极收到的信息和负面解码子系统的转子位置。

user1的是S-功能，系统功能，是由M语言编写的将速度信号转换为PWM占空比的函数的周期信号。这里使用的PWM发生器在Simulink的分立PWM发生器模块，它可以产生占空比的方波，频率设置为20K的。Uref结束的信号输入-1到1，输入方波从0到100％的均匀变化的占空比。100％工作周期，在这个系统中的电机转速的条件是3000转，然后Uref=1，当Uref=-1，电机的转速约为0（开关器件的漏电流，模拟结果还略有速度）。因为与占空比基本是电机转速成正比，我们可以得到速度信号输入相应的Uref关系如下：

                              (5-4)

5.5系统的仿真、仿真结果的输出及结果分析

当建模和参数设置完成后，即可开始进行仿真。

5.5.1起动，阶跃负载仿真

仿真算法采用ode45，仿真参数系统默认，仿真时间0.1秒，给定转速2000，在0.03秒处加载一个大小为4的阶跃负载。仿真波形如图5.15至图5.17。

仿真结果分析：

由波形可以计算得到

最大超调量；

上升时间；

调整时间；

图5.15 转速响应

图5.16 定子相电流及反电动势

图5.17 转矩

波形可以看出集成电机起动电流和扭矩大，因此在很短的时间内达到最高速度。由于速度高，这与两相电机绕组合成时间已比更大的反电动势电压线，总线电源电流从电机，电磁制动转矩成为从负面影响，电机运行制动，转子的功率为电能储存机械能，速度开始下降。当电磁场与合成的下降速度比线电压低了，目前开始流线圈断电时，电磁转矩变为正，使电机运行在电动状态。当载荷步加载后，相对于当前的波动，扭矩值的平均增长速度保持不变。线路电压尖波这是由于换向造成的二极管导通时间由线电压波形，可以看出对PWM调制的结果。该系统已基本达到稳态误差的速度。

该系统已基本达到总督速度静态错误，缺点是只有一个闭环速度控制，不能抑制电源电压波动。因此，在一个固定的直流电源仿真使用的电压，无电源电压波动，进行仿真。

5.5.2可逆调速仿真

仿真算法采用ode45，仿真参数系统默认，仿真时间0.1秒，给定转速初始值为2000，在0.03秒处变为-2000，空载运行。仿真波形如图5.18和图5.19。

可以看出系统较好的实现了可逆调速。注意到当反转时，定子电流的峰值明显大于正转时的峰值，这是因为电机正向制动采用的是电枢反接制动的缘故。

图5.18 转速

图5.19 定子电流、线电压

6总结和体会

在本文中，使用单闭环无刷直流可逆PWM速度控制系统的设计仿真和调试MATLAB的。本文研究了无刷直流电动机的基本方法速度控制系统，无刷直流电动机，脉冲宽度速度控制系统，控制理论对这一阶段的无刷直流电动机控制研究的重点为基础，基本原则，主要内容，和无刷直流电机调速控制系统的设计。

在这个设计中，速度是该系统的主要功能通过研究无刷直流电动机的工作原理，设计了基于霍尔传感器换相逻辑电路设计使用MC33035和MC33039无刷电机驱动器，一个程序。为了保证系统的稳定性，实现速度无静电错误，并迅速从刹车，用一个闭环速度控制设计。收到的反馈速度负反馈电压，给定值比较，结果在一定的频率，脉冲宽度可调占空比序列，并通过功率放大器，电源转换器的主电路导通和关断驱动器控制电子元件，从而改变电机的转速。

最后，通过计算机仿真软件MATLAB的系统仿真，验证了的设计和无刷直流电动机的特点，分析可行性波形分析。

该系统的不足之处是只使用一个单一的速度闭环控制，所以没有对电网电压波动的抑制作用。仿真结果可以从无刷直流电动机转矩脉动看到的是很明显，这不但会产生噪音和振动问题，而且还影响系统的性能，从而减少电机和驱动系统的可靠性，在生活中约束精度高，那里的高稳定性的应用。无刷直流电动机转矩脉动抑制是研究的重点和难点地区。

7致谢

这次设计几个月的查找资料，整理材料，写论文，今天终于顺利完成论文。时光飞逝匆匆四年的努力工作和奉献精神来，随着文件完成，最后我在大学生活规划一个完美的结局。

论文完成后，要感谢的人太多了，首先要感谢叶凯的老师，因为老师叶纸张的指导下进行。叶老师深厚的专业知识，严谨治学，精益求精的工作作风，不屈不挠的高尚道德，严以律己，宽以待人高贵的风格，朴实无华，平易近人，对我个人魅力。叶老师指导我的论文写作方向和结构，对于单词的首本文件起草和文字标识，纠正一个错误的地点，错误的人，所以我有一个思想，不拘一格的教学和他的循循善诱的思想给我无尽的方向灵感，他的严谨细致，一丝不苟的工作作风，将是我的工作，学习的榜样。教师引导学生留下了大量的论文，加上已有的任务，工作量可想而知大，但一次又一次在汇票背面，每一个字的打标精度给我留下了很深的印象，所以我理解论文奖学金正确的态度。

论文的顺利完成，也可以从其他各位老师，学生和朋友们的关心和帮助是分不开的。在论文写作，教师，学生和朋友帮我找到的资料，并积极提供论文写作有利的建议和意见，与他们的论文，不断改善的帮助，并最终帮助我完成了整个成品纸。此外，大学要感谢所有的老师教我的知识，是你的悉心指导，我有一个良好的专业知识课程，这是对文件的基础上才能完成。

通过本文，我学到了很多知识，超出了教学和学习制度的约束下，论文写作过程中，通过检查的信息收集和文学发展的自学能力和动手能力的信息的传统方式。而从原来的被动接受知识到主动追求知识，这可以说是学习一大突破。在过去，传统的学习模式，我们可能会记得很多书本知识，而是通过论文中，我们学习如何把自己的东西学习的知识，学会如何更好的知识和实践耦合处理。

我还要感谢在毕业设计这个时候，同组的同学，帮助了我很多，提出了许多宝贵的意见您的帮助和支持，我表示深深的谢意。

8参考文献

[1] FX2N使用手册[EB/OL]. 工控自动化http://www.abchood.com/PLC88.

[2] 张万忠.可编程控制器应用技术[M].北京：化学工业出版社. 2003.

[3] 史国生.电气控制与可编程控制器技术[M].北京：化学工业出版社. 2004.

[4] 王兆义.小型可编程控制器实用技术[M].北京：机械工业出版社. 1997.

[5] 周渊深.交直流调速系统与MATLAB仿真[M].北京：中国电力出版社. 2003.

[6] 黄忠霖.控制系统MATLAB 计算及仿真[M].北京：国防工业出版社. 2001

[7] 叶金虎，徐恩海，崔海大．无刷直流电动机[M]．北京：科学出版社，1982

[8] 房建成．民用航天科技预研报告[R]．北京：机械工业出版社，2002

[9] 刘平，，张庆荣．磁悬浮飞轮用BLDC系统的仿真方法与实验分析明．

航天控制．2007

[10] 崔光照，黄布毅．模糊控制技术在家用电器中的应用[M]．北京：中国轻，工

业出版社，1998

[11] C M Lim．直流电机模糊控制与实验研究叨．电子技术应用．1996

[12] 罗文广，孔峰．基于模糊控制的直流无刷电机调速系统．2001

附录1.英文文献及翻译

中文翻译

直流电机速度控制

调节系统

调节系统是一类通常能提供稳定输出功率的系统。

例如，电机速度调节器要能在负载转矩变化时仍能保持电机速度为恒定值。即使负载转矩为零，电机也必须提供 足够的转矩来克服轴承的粘滞摩擦影响。其它类型的调节器也提供输出功率，温度调节器必须保持炉内的温度恒定，也就是说，即使炉内的热量散失也必须保持炉温不变。一个电压调节器必须也保持负载电流值变化时输出电压恒定。对于任何一个提供一个输出，例如速度、温度、电压等的系统，在稳态下必定存在一个误差信号。

电气制动

在许多速度控制系统中，例如轧钢机，矿坑卷扬机等这些负载要求频繁地停顿和反向运动的系统。随着减速要求，速度减小的比率取决于存储的能量和所使用的制动系统。一个小型速度控制系统（例如所知的伺服积分器）可以采取机械制动，但这对大型速度控制器并不可行，因为散热很难并且很昂贵。

可行的各种电气制动方法有：

（1）回馈制动。

（2）涡流制动。

（3）能耗制动。

（4）反向（接）制动。

回馈制动虽然并不一定是最经济的方式，但却是做好的方式。负载中存储的能量通过工作电机（暂时以发电机模式运行）被转化成电能并被返回到电源系统中。这样电源就充当了一个收容不想要的能量的角色。假如电源系统具有足够的容量，在短时回馈过程中最终引起的端电压升高会很少。在直流电机速度控制沃特-勒奥那多法中，回馈制动是固有的，但可控硅传动装置必须被排布的可以反馈。如果轴转速快于旋转磁场的速度，感应电机传动装置可以反馈。有晶闸管换流器而来的廉价变频电源的出现在变速装置感应电机应用中引起了巨大的变化。

涡流制动可用于任何机器，只要在轴上安装一个铜条或铝盘并在磁场中旋转它即可。在大型系统中，散热问题很重要的，因为如果长时间制动，轴、轴承和电机的温度就会升高。

在能耗制动中，存储的能量消耗在回路电阻器上。用在小型直流电机上时，电枢供电被断开，接入一个电阻器（通常是一个继电器、接触器或晶闸管）。保持磁场电压，施加制动降到最低速。感应电机要求稍微复杂一点的排布，定子绕组被从交流电源上断开，接到直流电源上。产生的电能继而消耗在转子回路中。能耗制动应用在许多大型交流升降系统中，制动的职责是反向和延长。

任何电机都可以通过突然反接电源以提供反向的旋转方向（反接制动）来停机。在可控情况下，这种制动方法对所有传统装置都是适用的。它主要的缺点就是当制动等于负载存储的能量时，电能被机器消耗了。这在大型装置中就大大增加了运行成本。

等脉宽PWM法

VVVF(Variable Voltage Variable Frequency)装置在早期是采用PAM（Pulse Amplitude Modulation）控制技术来实现的，其逆变器部分只能输出频率可调的方波电压而不能调压。等脉宽PWM法正是为了克服PAM法的这个缺点发展而来的，是PWM法中最为简单的一种。它是把每一脉冲的宽度均相等的脉冲列作为PWM波，通过改变脉冲列的周期可以调频，改变脉冲的宽度或占空比可以调压，采用适当控制方法即可使电压与频率协调变化。相对于PAM法，该方法的优点是简化了电路结构，提高了输入端的功率因数，但同时也存在输出电压中除基波外，还包含较大的谐波分量。

随机PWM

在上世纪70年代开始至上世纪80年代初，由于当时大功率晶体管主要为双极性达林顿三极管，载波频率一般不超过5kHz，电机绕组的电磁噪音及谐波造成的振动引起了人们的关注。为求得改善，随机PWM方法应运而生。其原理是随机改变开关频率使电机电磁噪音近似为限带白噪声（在线性频率坐标系中，各频率能量分布是均匀的），尽管噪音的总分贝数未变，但以固定开关频率为特征的有色噪音强度大大削弱。正因为如此，即使在IGBT已被广泛应用的今天，对于载波频率必须在较低频率的场合，随机PWM仍然有其特殊的价值；另一方面则说明了消除机械和电磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作频率，随机PWM技术正是提供了一个分析、解决这种问题的全新思路。

空间电压矢量控制PWM

空间电压矢量控制PWM（SVPWM）也叫磁通正弦PWM法。它以三相波形整体生成效果为前提，以逼近电机气隙的理想圆形旋转磁场轨迹为目的，用逆变器不同的开关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通，由它们的比较结果决定逆变器的开关，形成PWM波形。此法从电动机的角度出发，把逆变器和电机看作一个整体，以内切多边形逼近圆的方式进行控制，使电机获得幅值恒定的圆形磁场(正弦磁通)。

具体方法又分为磁通开环式和磁通闭环式。磁通开环法用两个非零矢量和一个零矢量合成一个等效的电压矢量，若采样时间足够小，可合成任意电压矢量。此法输出电压比正弦波调制时提高15％，谐波电流有效值之和接近最小。磁通闭环式引入磁通反馈，控制磁通的大小和变化的速度。在比较估算磁通和给定磁通后，根据误差决定产生下一个电压矢量，形成PWM波形。这种方法克服了磁通开环法的不足，解决了电机低速时，定子电阻影响大的问题，减小了电机的脉动和噪音。但由于未引入转矩的调节，系统性能没有得到根本性的改善。 

矢量控制PWM 

矢量控制也称磁场定向控制，其原理是将异步电动机在三相坐标系下的定子电流Ia，Ib及Ic，通过三相/二相变换，等效成两相静止坐标系下的交流电流Ia1及Ib1，再通过按转子磁场定向旋转变换，等效成同步旋转坐标系下的直流电流Im1及相当于直流电动机的励磁电流；It1相当于与转矩成正比的电枢电流），然后模仿对直流电动机的控制方法，实现对交流电动机的控制。其实质是将交流电动机等效为直流电动机，分别对速度、磁场两个分量进行控制。通过控制转子磁链，然后分解定子电流而获得转矩和磁场两个分量，经坐标变换，实现正交或解耦控制。但是，由于转子磁链难以准确观测，以及矢量变换的复杂性，使得实际控制效果往往难以达到理论分析的效果，这是矢量控制技术在实践上的不足。此外．它必须直接或间接地得到转子磁链在空间上的位置才能实现定子电流解耦控制，在这种矢量控制系统中需要配置转子位置或速度传感器，这显然给许多应用场合带来不便。

无刷直流电机是近年来迅速发展起来的一种新型电机,它利用电子换相代替机械 换相,既具有直流电动机的调速性能,又具有交流电机结构简单、运行可靠、维护方便等。而且体积小、效率高,在许多领域已得到了广泛的运用。

单片机控制的永磁无刷直流电动机调速系统适用于电动自行车等小功率的工作情况。并能将多余的电能回溃。该系统具有调速性能好、功率因数高、节能、体积小、重量轻等优点。

根据永磁无刷直流电动机的特性实施脉宽PWM控制，并通过转速传感器测量转速通过数码管动态显示出其转速，通过软硬件的配合使用，实现了整个系统的速度控制的要求。

无刷直流电动机驱动器 

Ideal Torque Production理想的扭矩生产：As stated earlier, a brushless DC motor generally describes a motor having a t如前所述，直流无刷电机一般描述了电机具有trape - zoidal back EMF.zoidal反电势。 For this case, the phase currents are rectangular pulses, some对于这种情况下，相电流矩形脉冲，有时 loosely identified as squarewave currents.松散确定为squarewave电流。 While (8.3) can be used to describe torq虽然可以用来描述扭矩production for this motor, it is easier to understand this configuration graphically as 生产汽车，sh8-2, where the three phases have been labeled A, B, and C respecti在三个阶段已标有A ， B ，和C分别。 In the figure, the back EMF shapes, ie ., the back EMFs divided by speed, are trap图中的反电势的形状，即背部电磁场除以速度，是trape - zoids having 2/3 duty cycle.zoids有2 / 3占空比。That is, for each 180°E the back EMF shape is co也就是说，每180度的反电势形状不变 over 120°E.超过120度。The current associated with each back EMF is composed of rectangular目前与反电势各组成矩形 pulses having a 2/3 duty cycle, where the nonzero portions of the pulses are aligned类有2 / 3占空比，那些非零部分脉冲排列with the flat areas of the respective back EMF shapes and the polarity of the current与该单位的各自领域的反电势的形状和极性当前matches that of the back EMF.匹配的反电势。Following (8.2), the constant torque produced is生产的是恒转矩shown at the bottom of the figure.显示出底部的数字。在每一个Over each 60°E segment, positive current flows inone phase, negative current flows in another, and no current flows in the third phase. 60度部分是一个阶段，目前的流动负面影响，另一个，没有电流流动的第三阶段。 The letters below the constant torque line signify the two phases carrying current,这些信件低于恒转矩线表明目前的分两个阶段进行，with the overbar denoting negative current flow or flow out of a phase.与消极overbar表明当前流动或流出的一个阶段。Every60°E,每隔60度where the back EMF in a phase makes a transition, the current in one phase remains在反电势的阶段提出了过渡时期，目前仍然在一个阶段unchanged,while the current in another goes to zero, and the current in the third不变，而目前在另一到零，目前在第三Brushless DC Motor Drive无刷直流电动机驱动器becomes nonze变非零，Over360度,there are six transitions or commutations before t超过360度有6个过渡或减刑前sequence repeat重复序列。As a result, this motor drive is often called a six step drive 因此，这种马达驱动通常称为六步驱动器 

Ideal Torque Prod直流电机速度控制

所有直流电机速度控制的基本关系都可以由下式得出：

E∝Φω

U=E+IaRa

各项就是它们通常所指的含义。如果IaRa 很小，等式近似为U∝Φω或ω∝U/Φ。这样，控制电枢电压和磁通就可以影响电机的转速。要将转速降为零，或者U=0或者Φ=∞。后者是不可能的，因此只可通过电枢电压的变化来减低转速。要将转速增加到较高值，可以增大或者减小Φ。后者是最可行的方法，就是我们通常所知的弱磁场。在要求速度调解范围宽的场合可综合使用这两种方法。

英文原文

Speed  Control  of  DC  Motor

Regulator Systems

A regulator system is one which normally provides output power in its steady-state operation.

For example, a motor speed regulator maintains the motor speed at a constant value despite variations in load torque. Even if the load torque is removed ,the motor must provide sufficient torque to overcome  the viscous friction effect of the bearings. Other forms of regulator also provide output power; A temperature regulator must maintain the temperature of, say, an oven constant despite the heat loss in the oven. A voltage regulator must also maintain must output voltage constant despite variation in the load current. For any system to provide an output, e.g., speed, temperature, voltage, etc, an error signal must exist under steady-state conditions.

Electrical Braking

In many speed control system, e.g., rolling mills mine winders, etc., the load has to be frequently brought to a standstill and reversed. The rate at which the speed reduces following a reduced speed demand is dependent on the stored energy and the braking system used. A small speed control system (sometimes known as a velodyne) can employ mechanical braking, but this is not feasible with large speed controllers since it is difficult and costly to remove the heat generated. 

The various methods of electrical braking avaiable are:

(1)Regenerative braking.

(2)Eddy current braking.

(3)Dynamic braking.

(4)Reverse current braking(plugging).

Regenerative braking is the best method, though not necessarily the most economic. The stored energy in the load is converted into electrical energy by the work motor(acting temporarily as a generator) and is returned to the power supply system. The supply system thus acts as a “sink” into which the unwanted energy is delivered. Providing the supply system has adequate capacity, the consequent rise in terminal voltage will be small during the short periods of regeneration. In the Ward-Leonard method of speed control of DC motors, regenerative braking is inherent, but thyristor drives have to be arranged to invert to regenerate. Induction motor driver can regenerate if the rotor shaft is driven faster than speed of the rotating field. The advent of low-cost variable variable-frequency supplies from thyristor inverters have brought about considerable charges in the use of induction motors in variable speed drives. 

Eddy current braking can be applied to any machine, simply by mounting a copper or aluminium disc on the shaft and rotating it in a magnetic field. The problem of removing the heat generated is severe in large system as the temperature of the shaft, bearing, and motor will be raised if prolonged braking is applied.

In dynamic breaking, the stored energy is a resistor in the circuit. When applied to small DC machines, the armature supply is disconnected and a resistor is connected across the armature (usually by a relay, contactor, or thyristor). The field voltage is maintained, and braking is applied down to the lowest speed. Induction motors require a somewhat more complex arrangement, the stator windings being disconnected from the AC supply and reconnected to a DC supply. The electrical energy generated is then dissipated in the rotor circuit. Dynamic braking is applied to many large AC hoist system where the braking duty is both severe and prolonged.         

Any electrical motor can be brought to a standstill by suddenly reconnecting the supply to reverse the direction of rotation (reverse current braking). Applied under controlled conditions, this method of braking is satisfactory for all drivers. Its major disadvantage is that the electrical energy consumed by the machine when braking is equal to the stored energy in the load. This increases the running cost significantly in large drives.

Equal pulse width PWM law 

VVVF (Variable Voltage Variable Frequency) installs in the early time is uses PAM (Pulse Amplitude Modulation) to control, its inventor part which the technology realizes but only can output the frequency adjustable square-wave voltage not to be able to adjust the pressure. The pulse width PWM law are precisely in order to overcome, is in the PWM law which the PAM law this shortcoming development comes the simplest one kind. It is each pulse width equal pulse row took the PWM wave, through a change pulse row cycle may the frequency modulation, the change pulse width or the duty factor may adjust the pressure, uses the suitable control method then to cause the voltage and the frequency coordination change. Is opposite in the PAM law, this method merit simplified the electric circuit structure, enhanced the input end power factor, but simultaneously also has in the output voltage besides the fundamental wave, but also contains the big harmonic component.

Stochastic PWM  

That  time the high efficiency transistor mainly for the bipolarity Daring ton triode, the carrier frequency generally did not surpass 5kHz, the vibration which the electrical machinery winding electromagnetism noise and the overtone created has aroused people's interest. In order to obtain the improvement, the stochastic PWM method arises at the historic moment. Its principle is the stochastic change turn-on frequency causes the electrical machinery electromagnetism noise to be limited to approximately the belt white noise (in linear frequency coordinate system, various frequencies energy distribution is even), although the noise a decibel number has not always changed, but weakens greatly take the fixed turn-on frequency as the characteristic colored noise intensity. Because of this, even if in IGBT by widespread application today, has had to limit regarding the carrier frequency is comparing the low frequency the situation, stochastic PWM still had its special value; On the other hand explained eliminates the machinery and the electromagnetism noise best method enhances the operating frequency blindly, the stochastic PWM technology was precisely provides an analysis, has solved this kind of question brand-new mentality.

Spatial voltage vector control PWM 

Spatial voltage vector control PWM (SVPWM) also calls the magnetic flux sine PWM law .It take the three-phase profile whole production effect as the premise, take approaches the electrical machinery air gap the ideal circular rotary field path as the goal, has the actual magnetic flux with the inventor different switch pattern to approach the base director circle magnetic flux, by theirs comparison result decided the inventor the switch, forms the PWM profile. This law embarks from the electric motor angle, regards as the inventor and the electrical machinery a whole, inscribes the polygon to approach the circle the way to carry on the control, causes the electrical machinery to obtain the peak-to-peak value constant circular magnetic field (sine magnetic flux).

The concrete method divides into the magnetic flux split-ring type and the magnetic flux closed loop type. The magnetic flux split-ring law synthesizes an equivalent voltage vector with a two non-vanishing vector sum null vector, if the sampling time enough is small, may synthesize the random voltage vector. When this law output ratio-voltage sine-wave modulation enhances 15% close, sum of the harmonic current effective value smallest. The magnetic flux closed loop type introduces the magnetic flux feedback, controls the magnetic flux the size and the change speed .Estimates the magnetic flux after the comparison and assigns the magnetic flux, according to the error decided has the next voltage vector, forms the PWM profile. This method has overcome the magnetic flux split-ring method insufficiency, when has solved the electrical machinery low speed, the stator resistance affects the major problem, reduced the electrical machinery pulsation and the noise. But because has not introduced the torque the adjustment, the system performance has not had the fundamental improvement.

Vector Control PWM

The vector control also called the magnetic field direction detection control, its principle is asynchronous motor under three-phase coordinate system stator current  Ia, Ib and Ic , through the three-phase/two phase transformation, equivalent becomes under two static coordinate systems alternating current Ia1 and Ib1, again through presses the rotor magnetic field direction detection revolving transformation, equivalent becomes under the synchronized revolving coordinate system direct current Im1 and It1 (Im1 is equal to the direct current motor exciting current; It1 is equal to the armature electric current which is proportional with the torque), then the imitation direct discharge motive control method, realizes to the motor control. Its essence is the motor equivalent is the direct current motor, separately to the speed, the magnetic field two components carries on the independent control. Through the control rotor flux linkage, then the decomposition stator current obtains the torque and the magnetic field two components, after coordinate transformation, realization orthogonal or decoupling control.

But, because the rotor flux linkage accurately observes with difficulty, as well as the vector transformation complexity, causes the actual control effect often with difficulty to achieve theoretical analysis effect, this is the vector control technology in the practice insufficiency. In addition, It must directly or indirectly obtains the rotor flux linkage to be able to realize the stator current decoupling control in space position, needs to dispose the rotor position or the velocity generator in this kind of vector control system, this gives many application situations to bring inconveniently obviously.

The analytical functions of the armature reaction of permanent magnet brushless DC motor with concentrated coils are proposed by using the method of image, concerning with the configuration of these machines. This approach is different from the method of equivalent distributed current sheet and more suitable for the electric machines, which have concentrated coils and deeper slots. Under different control mode, the analytical functions of the armature reaction are different.

Brushless DC motor (BLDCM) with permanent excitation, in which electrical commutator is used instead of mechanical, has not only the same good characteristics of speed control as traditional DC motor, but also the good characteristics of AC Motor. Brushless DC motors have found wide application due to their high power density and ease of control. Moreover, the machines have high efficiency over wide speed range. Recently it has been quickly developed.

SCM control of permanent magnet brushless DC motor speed control system applicable to electric bicycles, and other low-power work. Redundant power and can return to collapse. The system has good speed performance, high power factor, energy saving, small size, light weight, and other advantages.

According to the permanent magnet brushless DC motor control of the PWM pulse width, speed sensor and passed through eighth speed digital dynamic display of speed, through hardware and software support, for the entire system design requirements.

Brushless DC Motor Drive

Ideal Torque Production

As stated earlier, a brushless DC motor generally describes a motor having a trape-zoidal back EMF. For this case, the phase currents are rectangular pulses, sometimes loosely identified as squarewave currents. While (8.3) can be used to describe torque production for this motor, it is easier to understand this configuration graphically as shown in Fig. 8-2, where the three phases have been labeled A, B, and C respectively.In the figure, the back EMF shapes, i.e ., the back EMFs divided by speed, are trape-zoids having 2/3 duty cycle. That is, for each 180!aE the back EMF shape is constan over 120!aE. The current associated with each back EMF is composed of rectangula pulses having a 2/3 duty cycle, where the nonzero portions of the pulses are aligned with the flat areas of the respective back EMF shapes and the polarity of the current matches that of the back EMF. Following (8.2), the constant torque produced is shown at the bottom of the figure. Over each 60!aE segment, positive current flows I one phase, negative current flows in another, and no current flows in the third phase. The letters below the constant torque line signify the two phases carrying current, with the overbar denoting negative current flow or flow out of a phase. Every 60!aE where the back EMF in a phase makes a transition, the current in one phase remains unchanged, while the current in another goes to zero, and the current in the thirdbecomes nonzero. Over 360!aE, there are six transitions or commutations before the sequence repeats. As a result, this motor drive is often called a .six step drive.

DC Motor Speed Control  

The basis of all methods of DC motor speed control is derived from the equations:

E∝Φω

U=E+IaRa

the terms having their usual meanings. If the IaRa drop is small, the equations approximate to  

U∝Φω

or

ω∝U/Φ

Thus, control of armature voltage and field flux influences the motor speed. To reduce the speed to zero, either U=0 or Φ=∞. The latter is inadmissible; hence control at low speed is by armature voltage variation. To increase the speed to a high value, either U is made very large or Φ is reduced. The latter is the most practical way and is known as field weakening. Combinations of the two are used where a wide range of speed is required.下载本文